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无线局域网Koch分形天线的设计与分析
摘要 本文设计了一种用于无线局域网 (WLAN) 应用的 Koch 分形天线。Koch 雪花设计具有对称和自相似结构，可实现空间填充能力并改善天线的表面电流。整体分形天线结构由安装在介电材料（阻燃剂-4 (FR-4)，介电常数r=4.4，损耗角正切δ=0.02）两侧的铜箔（贴片和接地平面）组成。天线采用微带线馈电。Koch 分形天线的尺寸为 30 30 1.6mm3，是在高频结构模拟器 (HFSS) 平台上实现的紧凑尺寸设计。使用迭代函数系统 (IFS) 将模拟输出与贴片上实现的不同迭代进行内部比较，并比较三种不同迭代的辐射频率、回波损耗、带宽、增益和方向性的差异。三次迭代的谐振频率范围从 5.8GHz 到 7.47GHz，可用于 WLAN 应用。因此，所提出的 Koch 雪花分形天线设计随着迭代规模的增加而改善了天线参数，例如 S 11 从 -21.35dB 到 -36.32dB，平均增益为 3dB，阻抗带宽为 25.90%。关键词：天线设计、FR-4、接地平面、Koch 雪花、贴片、WLAN 应用
数字驱动系列用户手册 - Velodyne Acoustics
产品特点和控制 低音炮 您的新型数字硬盘低音炮的突出特点包括： • 锥体和电机尺寸： - 10 英寸（8 英寸活塞直径）或 12 英寸（9.7 英寸活塞直径）锥体，带 310 盎司磁铁，或， - 15 英寸（12.7 英寸活塞直径）或 18 英寸（15.2 英寸活塞直径）锥体，带 380 盎司磁铁。磁铁 • 内置 1250 瓦 (RMS)、3,000 瓦峰值功率高效 D 类放大器 • 串联 3 英寸音圈 • 多层树脂层压锥体 • 高偏移橡胶环绕 • 增益压缩、防削波电路，可防止过度偏移和放大器削波 • 固定 80Hz 高通分频器（RCA 输出） • 平衡 (XLR) 输入 • 线路电平 (RCA) 输入和吞吐量 • 扬声器电平输入 • 可变音量控制 • 频率响应 20Hz - 120Hz +/-3dB • 可拆卸 6 英尺交流电源线 • 四个橡胶 1/4 --20 螺纹支撑脚（15 英寸和 18 英寸型号为带橡胶插件的铝制） • 屏幕控制： - 自动均衡器/自我均衡器 - 用于房间均衡器的图形或参数均衡器控制 - 可调（15Hz - 199Hz）低通分频器（可禁用） -多个交错低通分频器（6dB/倍频，初始到 36dB/倍频，最终） - 可调（15Hz - 35Hz）亚音速滤波器（可禁用） - 多个交错亚音速滤波器（12dB/倍频，初始到 24dB/倍频，最终） - 可变音量控制 - 可调相位控制（0° - 180°，以 15° 为增量） - 可选极性（+/-）
IMU-P数据表
IMU-P IMU-P Tactical Industrial Measurement range deg/sec ±450 / ±950 / ±2000 ±450 / ±950 / ±2000 Bandwidth (-3dB) Hz 260 260 Data update rate Hz 2000 2000 Bias in-run stability (Allan Variance, RMS) deg/hr 1 3 Bias repeatability (turn-on to turn-on, RMS) deg/hr 15 30偏置不稳定性（超过温度范围，RMS）DEG/HR 30 50 SF精度（超过温度范围）PPM 1000 4000噪声。Angular Random Walk (ARW) deg/√hr 0.2 0.3 Non-linearity ppm 100 200 Axis misalignment mrad 0.15 0.3 Accelerometers IMU-P (Tactical) IMU-P (Industrial) Measurement range g ±8 ±15 ±40 ±90 ±8 ±15 ±40 ±90 Bandwidth (-3dB) Hz 260 260 260 260 260 260 260 260偏差运行稳定性（RMS，Allan差异）mg 0.005 0.02 0.02 0.03 1 0.01 0.01 0.03 0.05 1偏差不稳定（温度范围，RMS）mg 0.5 0.7 1.2 200 0.7 1.1 1.1 1.1 1.1 1.1 1.5 200 200偏差一年一年重复性mg 1.3 1.3 1.5 1.5 1.5 200 1.5 200 1.5 200 00 000 500 000 500 000 500 SF精度（超过温度）500 000 500 SF精度2000 SF一年重复性PPM 500 1300 1500 2000 800 1400 1700 2000噪声。Velocity Random Walk (VRW) m/sec/√hr 0.015 0.035 0.045 15 0.02 0.045 0.06 15 Non-linearity ppm 150 150 150 3000 340 800 1000 3000 Axis misalignment mrad 0.15 0.15 0.15 0.3 0.2 0.3 0.3 0.3 Inclinometer IMU-P (Tactical) IMU-P (Industrial) Measurement range, Pitch / Roll deg ±90 / ±180 ±90 / ±180 Resolution deg 0.01 0.01 Static accuracy, RMS deg 0.05 0.05 Dynamic accuracy, RMS deg 0.08 0.08 Environment IMU-P (Tactical) IMU-P (Industrial) Mechanical shock g, s 40, 0.011 half-sine pulse 40, 0.011 half-sine pulse Vibration g, Hz 7, 20 – 2000 7, 20 – 2000 Environmental Protection - IP67 IP67 Operating temperature deg C -40 to +85 -40 to +85 Storage temperature deg C -50 to +90 -50 to +90 Low pressure Pa, min 1750, 30 1750, 30 Humidity % up to 95 up to 95 MTBF (G M @+65degC, operational) hours 100,000 100,000 Life time (operational) years 10 10 Life time (storage) years 17 17 Electrical IMU-P （战术）IMU-P（工业）电源电压V DC 5至30 5至30功耗瓦特0.8 @ 5V 0.8 @ 5V输出接口-RS-422/RS-232/RS-232/RS-485 RS-485 RS-422/RS-422/RS-232/RS-232/RS-485输出数据格式 - binary-Binary-binary 3 33 EMC/EMI/ESD STD-461G STD-461G机械IMU-P（战术）IMU-P（工业）尺寸mm 39 x 45 x 45 x 22 39 x 45 x 45 x 22重量克70 70自定义外壳和连接器自定义可用可用
基于微环谐振器和具有 Fano 谐振的 MZI 的带宽可调光学滤波器
敏感传感器、全光开关和可重构分插滤波器[5-7]。前期工作中，利用微环谐振器（MRR）的对称谐振特性，已经制作出许多带宽可调的器件[8-12]。例如，一种是基于单个微环谐振器的滤波器，其谐振器的耦合系数由微机电系统调整。然而，要实现 MEMS 可调谐性，需要施加近 40 V 的高驱动电压 [5]。另一种也是基于单个微环谐振器的滤波器 [13]。其谐振器的耦合系数由热光移相器调整。这种滤波器的缺点是带宽变化范围有限，带外抑制性能较差。还有一种结合了 MZI 和环形谐振器的滤波器，环形谐振器嵌入 MZI 臂中，其带宽调谐受到带内纹波和插入损耗的限制 [14]。在本文中，我们展示了一种基于环形谐振器和具有 Fano 谐振的 MZI 的带宽可调光学滤波器。它由两个单个 MRR 和一个由两个 1 9 2 多模干涉 (MMI) 构成的 MZI 结构组成。两个单个 MRR 的耦合系数均由热光移相器调谐。在这种新设计中，由两个 TiN 加热器控制的两个 MRR 可用于产生额外的相位以打破正常 MRR 的对称洛伦兹形状。通过两个不对称洛伦兹形状的叠加可以观察到 Fano 谐振，并且 3 dB 通带明显增宽。利用硅的热光（TO）特性，带宽范围从0.46到3.09nm，比以前的器件更宽。输出端口的消光比大于25dB，自由光谱范围（FSR）为9.2nm，适合光电集成电路中的传输。众所周知，通过端口3dB，带宽是一个重要的
瞬时频率测量接收器...
IFM 接收器的工作原理 当前的 IFM 接收器技术对 RF 频率、RF 幅度和 RF SNR 进行采样；随后的数字处理提取峰值 RF 幅度、与峰值 RF 测量时间同步的 RF 输入频率、TOA 和 RF 包络脉冲宽度。测量结果通过每个时钟周期估算的最小可接受 RF SNR 进行限定。这使接收器能够自动调整以适应输入 SNR 的变化，而无需积分噪声附加阈值。IFM 接收器数字处理和串行 PDW 生成使其成为处理超外差接收器 IF 输出的理想设备。在许多 ELINT 系统中，采用两个 IFM 接收器和一个超外差接收器的并行组合。一个 IFM 接收器提供 2-18GHz 的瞬时单频带覆盖，而超外差接收器使用第二个 IFM 接收器进行 IF 处理，提供对选定信号的高灵敏度精确分析。这种组合同时提供了高截获概率 (HPI) 能力和详细分析能力。IFM 接收器最显著的操作优势也是其最大的缺点：虽然它准确地处理瞬时观察到的最大 RF 输入信号，但它忽略了同时存在的较小功率的 RF 输入。在 IFM 接收器的早期开发中，同时出现低于 20dB 的信号并不罕见
多尺度建模和实验的观点加速了聚变材料的开发
a 岛根大学工业创新组织下一代 TATARA 联合创造中心，日本松江 b 田纳西大学诺克斯维尔分校，美国田纳西州诺克斯维尔 c 阿利坎特大学科学学院，第二阶段，应用物理系，西班牙阿利坎特 d 英国原子能管理局，卡勒姆聚变能源中心，卡勒姆科学中心，阿宾登，奥克森，OX14 3DB，英国 e 密歇根大学核工程与放射科学系，密歇根州安娜堡，48109，美国 f 巴黎萨克雷大学，CEA，金属冶金物理研究中心，91191，伊维特河畔吉夫，法国 g 太平洋西北国家实验室，华盛顿州里奇兰，美国 h 橡树岭国家实验室材料科学与技术部，田纳西州橡树岭 37831，美国 i Forschungszentrum J¨ulich GmbH，能源和气候研究所，52425 J¨ulich，德国 j 国立核能研究大学莫斯科工程物理学院，Kashirskoe sh.31，115409，莫斯科，俄罗斯联邦 k 加利福尼亚大学材料科学与工程系，美国加利福尼亚州洛杉矶 l 克莱姆森大学机械工程系，美国南卡罗来纳州克莱姆森 29623 m 克莱姆森大学材料科学与工程系，美国南卡罗来纳州克莱姆森 29623 n 密歇根大学材料科学与工程系，美国密歇根州安娜堡 48104 o 瑞典皇家理工学院核工程系，SE106 91 斯德哥尔摩，瑞典 p 麻省理工学院，美国马萨诸塞州剑桥 q 日本原子能机构，日本茨城县中郡东海村 r 材料科学与化学工程系，石溪大学，石溪，纽约，美国
先进的声学风洞测量技术
在硬壁、封闭截面风洞中进行测量对于开发安静的飞机和验证计算结果是理想的，而开放式喷气消声设施在声学上是更好的测量环境；封闭截面风洞对测试条件的空气动力学特性提供了很高的信心。飞机的气动噪声仍然是政府和工业界面临的主要问题，封闭截面风洞中声学测量的准确性和有效性至关重要。该项目始于现有概念；增强和修改技术以适应各种风洞设施。在工业环境中成功实施麦克风阵列后，开始了进一步的研究以改进物理技术。此类测试的限制之一是使用安装在风洞壁上的麦克风阵列时信噪比 (SNR) 较差。这可能会限制辨别接近或低于设施背景噪声水平的声源的能力。本研究的第二部分旨在研究传感器安装细节如何帮助提高信噪比。本报告介绍了麦克风安装策略的系统研究。结果表明，将单个麦克风凹进麦克风直径 (d) 的深度 (最多 2d) 可带来高达 3dB 的改善。将凹进深度增加到 2d 以上可带来高达 10dB 的改善，凹进深度达到 10d 可带来高达 20dB 的改善。最大的改善发生在 25 kHz 以下，尽管在 0 到 48 kHz 范围内也有改善。埋头凹槽的效果要么没有改善，要么背景噪声水平增加高达 20dB，这可能是由于凹槽孔径内的腔模式振荡。观察到不同密度的 Kevlar 布和丝绸覆盖物之间的 SNR 存在显著差异。当在凹进阵列的地板上添加声学泡沫衬里时，观察到背景噪声水平降低了 5 到 10dB。总体而言，这项研究的结论是，使用带有声学泡沫衬里的凹进阵列可以显著提高硬壁风洞测试中的麦克风阵列 SNR。研究的最后一部分旨在找到改进给定数量传感器的麦克风阵列的方法，观察风洞中测试模型的噪声源的方向性。主要关注的是找到阵列作为源定位可行工具的范围，并确定阵列范围极端处的源的误差，以改进未来的测量技术。
论文 - DTIC
图 1.雷达的电磁频谱使用情况（来自 [3]）........................................................2 图 2.距离模糊的发生（来自 [3]）......................................................................4 图 3.雷达回波（[9] 之后）.........................................................................................9 图 4.脉冲中的无线电波形（来自 [3]）.........................................................................10 图 5.信号强度与目标范围（来自 [3]） ................................................................11 图 6。零到零和 3dB 波束宽度（来自 [3]） ..............................................................13 图 7。天线孔径尺寸（来自 [3]） ......................................................................14 图 8。线性阵列的零到零波束宽度（来自 [3]） .............................................................14 图 9。锥形照明（来自 [3]） .............................................................................15 图 10。大气衰减（[11] 之后） .............................................................................16 图 11。波的压缩（来自 [3]） .............................................................................18 图 12。相对地面和机载平台的运动（来自 [3]）......................................................................19 图 13。多普勒雷达的类型（来自 [4]）.............................................................................20 图 14。消除模糊返回（来自 [3]）.............................................................................24 图 15。视距（来自 [3]）.........................................................................................25 图 16。PRF Vs.距离（来自 [3]）.........................................................................................26 图 17。速度模糊（[16] 之后）.............................................................................27 图 18。最大。明确多普勒，λ =1 cm（来自 [3]）..............................................27 图 19。最大值。明确多普勒，λ =3 cm（来自 [3]）..............................................28 图 20。最大值。明确多普勒，λ =10 cm（来自 [3]）..............................................28 图 21。具有最大值的不同 PRF 类别。目标范围（来自 [3]）........................................30 图 22。由于高 PRF 而形成的无杂波区域（来自 [3]）.............................................32 图 23。明确范围与高 PRF 模式下的旁瓣回波（来自 [3]） ......................................................................32 图 24。AN/APG-70（来自 [20]） ......................................................................................34 图 25。AN/APG-68（来自 [22]） ......................................................................................35 图 26。AN/APG-73（来自 [24]） ......................................................................................35 图 27。明确速度（来自 [4]） .............................................................................37 图 28。距离剖面（来自 [3]） .............................................................................................38 图 29。多普勒剖面（来自 [3]） .............................................................................................39 图 30。移除 MLC 后的距离剖面（来自 [3]）................................................................39 图 31。八分之三波形（[3] 之后）..............................................................40 图 32。使用 3:8 的目标检测（来自 [3]）.........................................................................41 图 33。GMT 抑制（来自 [3]）.........................................................................................42 图 34。近距离旁瓣杂波（来自 [3]）.........................................................................42 图 35。理想模糊函数（[15] 之后）.........................................................................45 图 36。相干脉冲串，N=5（来自 [25]）.........................................................................46 图 37。相干脉冲串的模糊轮廓图................................................47 图 38。PRF= 30 kHz N=15 脉冲占空比= 0.2..............................................48 图 39。PRF= 10 kHz N=15 脉冲占空比= 0.2..............................................48 图 40。PRF= 30 和 10 kHz 的轮廓比较 .............................................................49 图 41。PRF= 30 和 10 kHz 的椭圆比较 .............................................................49 图 42。模糊图，N=15 脉冲，PRF= 30 kHz .............................................................53
研究论文 新型超低功耗镜像折叠级联跨阻放大器
背景和目标：本文首次设计并介绍了一种基于电流镜和折叠级联拓扑组合的新型折叠镜 (FM) 跨阻放大器 (TIA) 结构。跨阻放大器级是接收器系统中最关键的构建块。这种新型拓扑基于电流镜拓扑和折叠级联拓扑的组合，采用有源元件设计。其理念是在输入节点使用电流镜拓扑。在所提出的电路中，与许多其他已报道的设计不同，信号电流（而不是电压）被放大直到到达输出节点。由于使用二极管连接的晶体管作为电流镜拓扑的一部分，所提出的 TIA 具有低输入电阻的优势，这有助于隔离主要输入电容。因此，以相当低的功耗实现了 5Gbps 的数据速率。此外，设计的电路仅使用了六个有源元件，占用的芯片面积很小，同时提供 40.6dBΩ 的跨阻抗增益、3.55GHz 频率带宽和 664nArms 输入参考噪声，并且仅消耗 315µW 功率和 1V 电源。结果证明了所提出的电路结构作为低功耗 TIA 级的正确性能。方法：所提出的拓扑基于电流镜拓扑和折叠级联拓扑的组合。使用 Hspice 软件中的 90nm CMOS 技术参数模拟了所提出的折叠镜 TIA 的电路性能。此外，对晶体管的宽度和长度尺寸进行了 200 次蒙特卡罗分析，以分析制造工艺。结果：所提出的 FM TIA 电路提供 40.6dBΩ 跨阻增益和 3.55GHz 频率带宽，同时使用 1V 电源仅消耗 315µW 功率。此外，由于分析通信应用中接收器电路中输出信号的质量至关重要，所提出的 FM TIA 对于 50µA 输入信号的眼图打开约 5mV，而对于 100µA 输入信号，眼图垂直打开约 10mV。因此，可以清楚地显示眼图的垂直和水平开口。此外，跨阻增益的蒙特卡罗分析呈现正态分布，平均值为 40.6dBΩ，标准差为 0.4dBΩ。此外，FM TIA 的输入电阻值在低频时等于 84.4Ω，在 -3dB 频率时达到 75Ω。通过对反馈网络对输入电阻的影响的分析，得出了在没有反馈网络的情况下，输入电阻可达1.4MΩ，由此可见反馈网络的存在对于实现宽带系统的重要性。结论：本文本文介绍了一种基于电流镜拓扑和折叠级联拓扑组合的跨阻放大器，该放大器可放大电流信号并将其转换为输出节点的电压。由于输入节点存在二极管连接的晶体管，因此 TIA 的输入电阻相对较小。此外，六个晶体管中有四个是 PMOS 晶体管，与 NMOS 晶体管相比，它们的热噪声较小。此外，由于前馈网络中未使用无源元件，因此所提出的折叠镜拓扑占用的片上面积相对较小。使用 90nm CMOS 技术参数的结果显示，跨阻增益为 40.6dBΩ，频率带宽为 3.55GHz，输入参考噪声为 664nArms，使用 1 伏电源时功耗仅为 315µW，这表明所提出的电路作为低功耗构建块的性能良好。
QD-SOA的性能比较，QW-SOA，散装...
1。介绍解决对短期范围内域内和纳特纳德式容量的需求不断增长，具有较高敏感性和波长施用多路复用（WDM）的连贯收发器被视为增加总体容量并达到总体能力的关键候选者[1，2]。O波段传输的距离和接收灵敏度受到更高的光纤衰减因子的限制，而WDM系统会引入更多的被动损失，例如多路复用器。使用O波段中的光放大器允许更长的触手可及，并使高通道计数配置可部署[3]。但是，在O波段中，尚不清楚放大技术的选择，尤其是在连贯的传输领域内。半导体光放大器（SOA）已经被探索以进行强度调制和直接检测（IM/DD）系统，作为在接收器端提供足够信号功率的一种方式[4]。然而，已知大量SOA表现出高噪声图并产生非线性失真，这阻碍了它们用于光学信号扩增的使用。此外，SOA通常会诱发信号chirp，从而使连贯的信号更加降低。量子点（QD）技术的进步允许与量子孔（QW）和散装对应物相比，QD SOA会产生较低的失真和chirp [5]。这很重要，因为SOA是O波段数据中心间接连接空间的良好候选者，因为它们的占地面积较小，功耗较小，而较小的功耗比掺杂的纤维纤维放大器（PDFA），并且最重要的是，它们可以集成到光子集成电路中（PIC）。2。尽管如此，不同SOA技术提供的总体性能和非线性增益动力学尚未进行测试和比较，并在IM/DD和相干调制的情况下，以建立下一代图片所需的高波特速率与纤维放大器进行比较。这项经验研究对于简化了一定的系统拓扑（调制格式，波特率等）的放大器选择很重要。因此，在这一贡献中，我们首先考虑了QD，QW和BOLK SOA的比较，即考虑两个关键的表现参数，这些参数会影响波形振幅和相位，即增加恢复时间（GRT）和线宽增强因子（亨利或α -Factor）。接下来，重要的是，我们通过研究依赖于这种放大器和PDFA的IM/DD和相干系统的BER性能，将分析扩展到O波段的高速系统领域。我们在第3节中通过实验证明，QD-SOA以高波德速率和IM/DD的PDFA和其他SOA的表现高，并且能够扩大多-TBPS WDM系统。SOA在本节中的表征，我们比较了具有相似属性的散装和QW-Soas（Inphenix ip- sad1301）以及来自Innolume的QD-SOA中的一些相关特征。主要结果总结在图中1 a）。它们与文献得出的“典型”值相辅相成。公平的比较需要从饱和度中运行所有SOA。否则，较低的饱和功率SOA将遭受添加的非线性失真。图相应的饱和功率如图1 b）描绘了该参数，该参数是（CW）输入功率在SOA中的函数。1 a）（第一列）。QD-SOA表现出较高的输入饱和功率（3dB增益降低），P坐在。所有的肥皂都在其最大增益点偏见。测量α因子对于IM/DD系统中CHIRP诱导的脉冲扩大以及相干系统中不需要的相位调制诱导的星座变形很重要。 SOA的此参数以简单的方式将活动层折射率的变化与载体密度变化响应材料增益的变化有关。 因此，对于传输应用，α因子的低值是理想的。 图的第3列 1 a）显示了所有SOA的测得的α因子。 除了散装SOA（显示出比预测的α因子低的SOA）之外，它们落在预期范围内，如第2列（摘自文献）所示。 QD-SOA展示测量α因子对于IM/DD系统中CHIRP诱导的脉冲扩大以及相干系统中不需要的相位调制诱导的星座变形很重要。SOA的此参数以简单的方式将活动层折射率的变化与载体密度变化响应材料增益的变化有关。因此，对于传输应用，α因子的低值是理想的。图1 a）显示了所有SOA的测得的α因子。除了散装SOA（显示出比预测的α因子低的SOA）之外，它们落在预期范围内，如第2列（摘自文献）所示。QD-SOA展示