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World File Search System电感器
采用高品质因数变压器电感器的 65-81 GHz CMOS 双模 VCO
摘要 — 本文介绍了一种宽调谐范围双模毫米波 (mm-wave) 压控振荡器 (VCO)，该振荡器采用了基于高品质因数 (Q) 变压器的可变电感器。通过构建高 Q 固定电容器变压器负载与无损开关结构串联，提出了一种具有两个不同值的高 Q 开关电感器，该无损开关结构不会像通过改变电容器上的信号模式那样给 LC 谐振回路增加任何损耗。通过为每种模式选择合适的中心频率和足够的频率重叠，可以设计宽频率调谐范围 (FTR) 毫米波 VCO。它提供了几乎两倍的调谐范围，同时保持相位噪声 (PN) 与使用两个独立电感器设计的双模 VCO 几乎相同。该 VCO 采用 65 nm CMOS 工艺制造，在 64.88 至 81.6 GHz 范围内测得的 FTR 为 22.8%。测量的 10 MHz 偏移处的峰值 PN 为 -114.63 dBc/Hz，最佳 FOM 和 FOM T 的最大和最小对应值分别为 -173.9 至 -181.84 dB 和 -181.07 至 -189 dB。VCO 核心在 1 V 电源下消耗 10.2 mA 电流，占用面积为 0.146 × 0.205 mm 2 。
基于电压可变电感器的线性电压控制正交振荡器实现
Ź i = Zi/ α 1 β 1 α 2 δ 2 (2) 其中 α 1,2 = (1 ─ε i,1,2 )/ (sτ i,1,2 +1) ，β 1 = (1 ─ε v1 )/ (sτ v1 +1) 和 δ 2 = (1 ─ε o1 )/ (sτ o1 +1)。直流增益误差完全可以忽略不计 ( ε << 1)[ 13] ；滚降极点出现在非常高的频率范围 (>> 100MHz) 并且它们非常接近 [14 ]。因此，我们可以写出 τ i,v,z ≈τ ≡ 1/ω p ，从而得出 α 1 β 1 α 2 δ 2 = 1/ { (sτ) 4 + (4sτ ) 3 + (6sτ) 2 + 4s τ +1 （3）忽略高阶项，对于频域写出 sτ = jωτ ≡ jω/ω p ≈ ju ；我们得到一个修正的 L 值，其中 u << 1，因为 Ĺ /L ≈ {1/ √(1+16 u 2 )} ∟─arctan (4 u ); u << 1 （4）因此，器件滚降极点的影响可以忽略不计。如图 1(a) 所示，将所提出的 VVI 应用于具有分流电容器 (C s ) 和串联电阻器 (r) 的选择性 BP 滤波器中，其传递函数为 V o /V i (s) ≡ F(s) 为 F(s) = (sL/r)/ { s 2 LC s (1+ m ) +(sL/r) + 1} (5)
变压器和电感器 - Myrra
额定功率（VA） 本目录中指定的功率水平为次级功率水平，换句话说，即变压器带载时可提供的功率水平。它是 RMS 额定次级电压与 RMS 额定电流的乘积。如果变压器具有多个输出绕组，则额定功率表示 RMS 额定次级电压与 RMS 额定次级电流乘积的最大和。此额定功率是根据额定环境温度条件定义的。示例：P = 3,2 VA ta 70/B 变压器在最高环境温度（70°C）下可提供 3.2VA，负载由电阻负载组成，定义为 R（负载）= U（秒）2/P（指定的 U 秒和 P 值），发热不超过此结构中使用的 B 类组件的相关限值。
带装饰的食品变压器、开关电源变压器、功率铁氧体变压器、开关电源反激变压器系列、EMI 抑制共模电感器、环形电感器、EMI 抑制调光电感器、鼓芯电感器、电流变压器系列、脉冲变压器系列、电力线通信耦合变压器
I 反激变压器系列 I 变压器/控制电路交叉参考列表 I 1 至 9 W EE 16 74090 – 74091 – 74092 – 74093 – 74094 – 74095 I 1 至 6 W EE 16 74000 – 74001 – 74002 – 74003 I 6 至 12 W EE 16 74010 – 74014 – 74015 I 10 至 18 W EL 19 74020 – 74021 – 74023 I 12 至 24 W EF 20 74080 – 74081 – 74082 I 15 至 30 W EE 25 74030 – 74032 I 35 至 60 W ETD 29 74040 I 35 至 60 W ERL 28 74043 I 60 至 90 W ETD 34 74050 I 70 至 140 W ETD 39 74060 I 120 至 180 W ETD 44 74070