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RF 微波和毫米波产品选择指南
低噪声放大器 5 低相位噪声放大器 5 宽带分布式放大器 5 线性放大器和功率放大器 5 GaN 功率放大器 5 数字步进衰减器 5 I/Q 下变频器/接收器 5 I/Q 上变频器/下变频器/收发器 6 集成 LO 的 I/Q 解调器 6 V 波段发射器/接收器 6 集成 VCO 的整数 N PLL 6 模拟可调低通/带通滤波器 6 数字可调滤波器 6 SPDT 开关 7 SP3T、SP4T、SP6T、SP8T 开关 7 波束形成器 7 高速模数转换器 >20 MSPS 7 高速数模转换器 ≥30 MSPS 7 时钟发生器和同步器 7 5G 毫米波网络无线电解决方案和大规模 MIMO 解决方案7 业界最完整的24 GHz 至 29.5 GHz MMW 5G 网络无线解决方案 8 业界最完整的37 GHz 至 43.5 GHz MMW 5G 网络无线解决方案 9 大规模 MIMO (M-MIMO)：5G 速度竞赛的快车道 10
高维量子键的补充材料...
本节详细阐述了用于我们的自旋轨道Qudit生成和检测的光学设置。发射器负责秘密密钥生成，如图S2A。 1064 nm纳秒脉冲激光器会产生泵浦脉冲（脉冲宽度约为10 ns）。 因此，泵浦脉冲是由SLM显示的相掩码（大约100 Hz）所显示的，然后通过物镜透镜（×20，NIR增强）聚焦在Ingaasp Microlaser芯片平面上。 通过相同的物镜准确地通过相同的物镜将1547 nm的自旋轨道光子准直并用二分色镜过滤。 由于来自两个空间分离的微孔的自旋轨光子起源，因此这些光子在准直时将有横向动量不匹配。 为了补偿这种不匹配，将由硅/二氧化硅二阶光栅制成的光束组合器放在芯片的傅立叶平面上。 来自两个环的1级衍射梁被合并为单个准梁，这是旋转轨道Qudits的路径。 最后，将中性密度（ND）滤光片合并为充当衰减器，使发射机的弱相干脉冲（WCP）输出能够。S2A。1064 nm纳秒脉冲激光器会产生泵浦脉冲（脉冲宽度约为10 ns）。因此，泵浦脉冲是由SLM显示的相掩码（大约100 Hz）所显示的，然后通过物镜透镜（×20，NIR增强）聚焦在Ingaasp Microlaser芯片平面上。通过相同的物镜准确地通过相同的物镜将1547 nm的自旋轨道光子准直并用二分色镜过滤。由于来自两个空间分离的微孔的自旋轨光子起源，因此这些光子在准直时将有横向动量不匹配。为了补偿这种不匹配，将由硅/二氧化硅二阶光栅制成的光束组合器放在芯片的傅立叶平面上。来自两个环的1级衍射梁被合并为单个准梁，这是旋转轨道Qudits的路径。最后，将中性密度（ND）滤光片合并为充当衰减器，使发射机的弱相干脉冲（WCP）输出能够。
RF 微波和毫米波产品选择指南
本版新增内容 5 低噪声放大器 5 低相位噪声放大器 5 宽带分布式放大器 5 线性放大器和功率放大器 5 GaN 功率放大器 5 数字步进衰减器 5 I/Q 下变频器/接收器 5 I/Q 上变频器/下变频器/收发器 6 集成 LO 的 I/Q 解调器 6 V 波段发射器/接收器 6 集成 VCO 的整数 N PLL 6 模拟可调低通/带通滤波器 6 数字可调滤波器 6 SPDT 开关 7 SP3T、SP4T、SP6T、SP8T 开关 7 波束形成器 7 高速模数转换器 >20 MSPS 7 高速数模转换器 ≥30 MSPS 7 时钟发生器和同步器 7 5G 毫米波网络无线解决方案和 Massive MIMO 解决方案 7 业界最完整的 24 GHz 至 29.5 GHz MMW 5G 网络无线解决方案 8 业界最完整的 37 GHz 至 43.5 GHz MMW 5G 网络无线解决方案 9 Massive MIMO（M-MIMO）：5G 速度竞赛的快速通道 10
硅光子芯片上的横向模式编码的量子门
作为重要的自由程度（D.O.F.）在光子综合电路中，正交横向模式为提高经典和量子信息处理的通信能力提供了一种有希望的和灵活的方法。要构建大规模的多模多模型多d.o.f.s量子系统，需要一个横向模式编码的控件（CNOT）门。在这里，借助我们新的横向模式依赖性方向耦合器和衰减器，我们演示了2 Qubit量子栅极的第一个多模具实现。通过将两个分离的横向模式量子位纠缠为平均保真度为0，可以证明门的能力。89 0。02和量子非局部性验证中10个标准违规偏差的实现。此外，忠诚度为0。82 0。01是从用于完全表征CNOT门的量子过程断层扫描中获得的。我们的作品为通用横向模式编码的量子操作和大规模多模量多d.o.f.s量子系统铺平了道路。
具有 0.36 dB 的 32–40 GHz 7 位双向移相器...
摘要 — 本文介绍了一种采用 65 nm CMOS 技术的数字可编程双向 7 位无源移相器。该无源矢量合成移相器的核心是混合正交发生器 (HQG)、级间匹配网络和无源矢量调制器 (PVM)。本文提出了一种基于高耦合因子的正交发生器设计方法，并用紧凑型垂直变压器进行了演示。提出了 HQG 和 PVM 之间的级间匹配网络，以释放带宽瓶颈并实现 34% 的分数频率带宽。I 和 Q 路径中的两个 6 位 X 型衰减器形成高分辨率 12 位控制字。在 32-40 GHz 下，这个 7 位 360 ◦ 移相器实现了测量的 2.8 ◦ 步长，相位误差为 0.45-1.6 ◦ RMS，幅度误差为 0.2-0.36 dB RMS。采用宽带技术，其3dB带宽达到30.2-42.7GHz，相位误差为2.8◦RMS。其带内1dB压缩点为10.2dBm。采用所提出的紧凑型HQG和PVM，该毫米波无源移相器仅占用220×630μm2，并且没有功耗。
65 nm CMOS 中带有无参考 CDR 的 26 Gb/s CMOS 光接收器
摘要：本文介绍了一种采用 65 nm 技术制造的 26 Gb/s CMOS 光接收器。它由三电感跨阻放大器 (TIA)、直流 (DC) 偏移消除电路、3 级 gm-TIA 可变增益放大器 (VGA) 以及内置均衡技术的无参考时钟和数据恢复 (CDR) 电路组成。TIA/VGA 前端测量结果显示 72 dBΩ 跨阻增益、20.4 GHz −3 dB 带宽和 12 dB DC 增益调谐范围。VGA 电阻网络的测量也证明了其有效克服电压和温度变化的能力。CDR 采用全速率拓扑，具有 12 dB 嵌入式均衡调谐范围。该芯片组的光学测量结果显示，在 2 15 −1 PRBS 输入下，26 Gb/s 速率下的 BER 为 10 −12，输入灵敏度为 −7.3 dBm。使用 10 dB @ 13 GHz 衰减器的测量结果也证明了增益调谐功能和内置均衡的有效性。整个系统功耗为 140 mW，采用 1/1.2 V 电源供电。
一种用于实现随机二进制尖峰时间相关可塑性的 CMOS-忆阻器混合系统
本文介绍了一个完全实验性的混合系统，其中使用定制的高阻态忆阻器和采用 180 nm CMOS 技术制造的模拟 CMOS 神经元组装了一个 4 × 4 忆阻交叉脉冲神经网络 (SNN)。定制忆阻器使用 NMOS 选择晶体管，该晶体管位于第二个 180 nm CMOS 芯片上。一个缺点是忆阻器的工作电流在微安范围内，而模拟 CMOS 神经元可能需要的工作电流在皮安范围内。一种可能的解决方案是使用紧凑电路将忆阻器域电流缩小到模拟 CMOS 神经元域电流至少 5-6 个数量级。在这里，我们建议使用基于 MOS 阶梯的片上紧凑电流分配器电路，将电流大幅衰减 5 个数量级以上。每个神经元之前都添加了这个电路。本文介绍了使用 4 × 4 1T1R 突触交叉开关和四个突触后 CMOS 电路的 SNN 电路的正确实验操作，每个电路都有一个 5 个十进制电流衰减器和一个积分激发神经元。它还演示了使用此小型系统进行的一次性赢家通吃训练和随机二进制脉冲时间依赖可塑性学习。
利用 5'UTR 二级结构精确滴定救援蛋白翻译的单转录本敲低-替换策略
基因治疗的一个主要目标是用功能性基因替换有缺陷的基因。一个重大的障碍是，蛋白质的表达不足或过度表达可能像编码突变一样容易导致疾病。目前显然需要将经过实验验证的基因治疗策略转化为临床应用。为了解决这个问题，我们开发了一个模块化的单转基因表达系统，用于用生理表达的变体替换目标基因。为了实现这一点，我们首先设计了一系列 5'UTR“衰减器”序列，这些序列可以预测地减少配对基因的翻译。这些序列通过允许控制高表达、普遍存在的启动子的翻译，提供了广泛的通用用途。重要的是，我们证明这允许通过在单个转录本上将 microRNA 适应的 shRNA 与其各自的替代基因配对来实现全新的敲除和救援应用。这种矫正方法的一个值得注意的候选对象是退行性且致命的运动神经元疾病 ALS。很大一部分非特发性 ALS 病例是由 SOD1 基因的各种突变引起的，随着治疗 ALS 的临床试验的启动，重要的是要考虑到功能丧失机制对其病理的影响与任何其他因素一样大。作为治疗由异质突变引起的单基因疾病的通用方法，我们通过改变衰减剂的强度证明了对稳定细胞系中 SOD1 替换的完全和可预测的控制。
应用说明
应用说明 光子数分辨探测器 光子数分辨 (PNR) 探测器可以识别一次探测事件中到达的光子数。到目前为止，基于超导纳米线 (SNSPD) 的单光子探测器只能通过将 SNSPD 的多像素阵列连接到读出电路来分辨光子数，读出电路决定同时点击的像素数。但是，对更多像素的需求增加了系统成本，并且增加了多个光子被同一像素吸收的概率，从而减少了光子数信息。Single Quantum 最近改进了 SNSPD 的定时抖动和恢复时间。这为 PNR 提供了一种不太复杂的解决方案：仅使用一个 SNSPD，就可以通过简单的抖动测量来测量 PNR。 测量设置 同时吸收的光子数会影响 SNSPD 电读出脉冲上升沿的斜率。可以通过将 SNSPD 读出脉冲与脉冲激光源进行时间关联来提取此斜率变化。为进行此测量，使用脉冲宽度为 2.3 ps 且重复率低于 SNSPD 恢复时间 ( f rep < 1/(5 τ ) ) 的 1064 nm 脉冲激光器。脉冲激光器的波长并不重要，但脉冲宽度必须比读出脉冲的上升时间短得多，这目前将此方案限制在基于皮秒激光的实验中。激光输出被分成两根光纤。第一根光纤连接到快速光电二极管，产生起始事件。第二根光纤通过衰减器连接到 SNSPD，以降低光功率，使 SNSPD 平均吸收 μ 个光子。SNSPD 通过时间相关装置与光电二极管相关。我们使用带宽为 4 GHz 的 40 GS/s 示波器来关联 SNSPD 和光电二极管。我们的工程师可以协助您为此类测量选择合适的相关电子设备。
“观察共振荧光中过去和未来量子态之间的干扰”的补充信息
完整的实验装置如图 S1 所示。超导量子比特遵循文献 [1] 中描述的“3D transmon”设计。单个铝制约瑟夫森结与蓝宝石衬底上的两个 0.4 x 1 毫米天线相连，嵌入空的铝块腔中，固定在稀释制冷机的 20 mK 基温下。transmon 芯片采用电子束光刻、双角蒸发和氧化工艺制成隧道结。光谱测量得出量子比特频率 ν q = 5 . 19 GHz，与下一个跃迁相差非谐性 α/ 2 π = 160 MHz。测得的弛豫时间为 T 1 = 16 µ s，拉姆齐时间为 T 2 = 10 . 5 µ s。读出和驱动脉冲由微波发生器产生的两个连续微波音调的单边带调制产生，微波发生器分别设置在 ν c 0 + 62 . 5 MHz 和 ν q + 62 . 5 MHz，其中 ν c 0 = 7 . 74 GHz 是高功率下的腔体频率（图 S3.a）。调制是通过将这些连续波与 62.5 MHz 的脉冲正弦信号混合来完成的，后者由 4 通道泰克任意波形发生器的两个不同通道合成。所有源均由原子钟同步。两个脉冲合并并通过输入线发送到腔体的弱耦合输入端口，输入线在稀释制冷机的各个阶段用低温衰减器进行滤波和衰减，确保进入设备的热激发可以忽略不计。在静止阶段 (850 mK) 使用商用 (来自 K&L) 低通净化滤波器，截止频率为 12 GHz，而在基准温度下插入自制低通滤波器，该滤波器由封闭在装有 Eccosorb 的红外密封盒中的微带线组成。请注意，图 S1 中表示为“反射探针”的类似线已用于现场估计腔体输入和输出耦合率 Γ a,b = γ a,b