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World File Search System下冲
飞机跑道超限和不足分析...
附录 A – 了解飞机超跑和下冲 简介 ACRP 4-01 项目的目标是调查飞机超跑和下冲事件，以评估跑道安全区提供的保护。了解超跑和下冲事件如何发生对于机场运营商和监管机构识别与运营相关的危险并管理其设施中与此类事件相关的风险至关重要。此外，他们将更好地理解安全区如何提供一定程度的保护，并可能找到替代方案来减轻此类事件的后果。跑道安全区 (RSA) 有助于减轻下冲和超跑事件的后果。它们在跑道周围提供额外的平滑表面，飞机可以利用这些表面停下来或继续着陆。要了解超跑和下冲是如何发生的，有必要了解飞行员在飞行的着陆和起飞阶段使用的程序和可用的资源。此外，有必要了解天气条件、跑道条件和人为错误如何对运营产生负面影响并导致超跑或下冲。着陆 大型运输机的空速和姿态需要调整以适应着陆。空速保持在失速速度以上加上安全裕度，并保持恒定的下降速度。在着陆前，下降速度降低到每分钟几英尺，从而实现轻触地。着陆
管理控制 IC 驱动功率级中的瞬变
在第一种情况下，使用“理想自举”电路，其中 VCC 由零欧姆电源驱动，理想二极管为 VB 供电。下冲现在与 Vcc 相加，导致自举电容器过充电，如图 2 所示。举例来说，如果 VCC =15V，则超过 10V 的 VS 下冲会迫使浮动电源超过 25V，从而有二极管 D1 击穿和随后闩锁的风险。现在假设自举电源被图 3 中的理想浮动电源取代，这样 VBS 在任何情况下都是固定的。请注意，使用低阻抗辅助电源代替自举电路可以解决这种情况。
混合电压应用的数字 I/O 缓冲器设计
介绍了一种用于混合电压的数字双向输入/输出 (I/O) 垫片缓冲器的新电路设计。数字双向 I/O 缓冲器通过将输出阻抗与传输线的 50 欧姆相匹配来避免反射，并通过增加输出阻抗使过冲和下冲低于 300mV。数字双向 I/O 垫片缓冲器提供输入和输出之间的最小延迟以及最小上升和下降时间。所提出的数字双向 I/O 垫片缓冲器是在 Cadence 中使用 TSMC 0.18um CMOS 工艺进行设计、仿真和布局的，线性电阻元件电连接到 I/O 垫片以限制处理的数据 I/O 信号。输出上升时间和下降时间分别为 0.42 ns 和 0.93 ns，负载为 3pF。最终芯片面积仅为 5 um 2
AN1785，ESD 和 EOS 的原因、区别和预防
1.电源电压浪涌超出绝对最大电压范围。2.电路板上的开关电路可能会导致电路板内部出现高压尖峰，并传播到电路板上的其他设备。3.外部连接（例如外部电缆上的电容电荷、天线拾取的外部开关噪声和电感负载）可能会产生电压尖峰。4.由于接地不良导致接地平面上出现过大噪声。5.I/O 切换产生电压过冲或下冲。6.由于电气噪声环境中的屏蔽不良而产生 EMI（电磁干扰）。7.不正确的上电顺序可能会对设备施加非预期的电压水平或极性。8.ESD 事件会导致设备损坏或削弱设备，使其更容易受到未来 EOS 事件的影响。9.如果电流很高或持续时间很长，闩锁事件可能会导致 EOS 损坏。
DCM 模式下集成三电平降压变换器的分析、设计和控制
三电平降压(TLB)转换器与连续导通模式(CCM)的降压转换器相比，具有电压转换效率高、电感电流纹波、输出电压纹波和开关管电压应力小等特点。将TLB转换器集成在芯片上，由于电感较小、负载变化较大，无法避免其以非连续导通模式(DCM)工作。本文介绍并讨论一种采用65nm CMOS工艺实现的DCM模式下TLB转换器的分析、设计和控制。晶体管级仿真结果表明，当TLB转换器工作在100MHz、片上电感5nH、输出电容10nF、输出电容10nF时，输入电压为2.4V，输出转换范围为0.7～1.2V，峰值效率为81.5%@120mW。当 I OUT ¼ 10 – 100 mA 时，输出负载瞬态响应为 100 mV，下冲为 101 ns，过冲为 86 mV，上冲为 110 ns。最大输出电压纹波小于 19 mV。
电池储能系统 (BESS) 调试和性能测试服务 Southern Research 和 Acelerex
• FAT - BMS、电池、控制器、逆变器、集成系统等的工厂验收测试。 • SAT - 开关设备、逆变器、BMS、电池、站点控制器、通信系统等集成系统的现场验收测试。 • 用例测试 - 针对能源套利、辅助服务、可再生能源转移、调峰、调峰置换、输配电延迟、电压控制等服务。 • 保修测试 - 测试铭牌功率容量、储能容量、往返效率、控制延迟、温度限制、充电和放电电流限制、电压限制、逆变器停机率、正常运行时间等。 • 安全系统测试 - 灭火系统、烟雾探测、接地、快速通风系统、视觉报警系统、声音报警系统、建筑物接近度、防火屏障等。 • 健康状态测试 – 测试电池衰减和退化、能量吞吐量、剩余容量、内部阻抗等。 • 通信系统测试 – 远程站点控制测试、站点控制测试、响应通信测试、寄存器映射检查、数据收集测试、警报、状态、测量和控制测试 • 性能测试 – 输入到输出的端到端测试、延迟、响应延迟、下冲、过冲、反极点、控制器调整等
美国政府作品不受美国版权保护。 640
简介 NIST 测量服务 65200S[I]（NIST 服务标识号）。“快速重复脉冲转换参数”提供波形幅度、A、、转换持续时间、1、、前转换和后转换过冲、OS 和下冲、US 和稳定参数等波形参数的可追溯测量。这些术语由 IEEE 标准《转换、脉冲和相关波形》定义，并给出了计算方法。IEEE Std-181-2003 [2]。这些参数的范围和典型扩展不确定度 (lI) 为 [I]：-400 mY sAps 400 mY，lI.4 = 1.5mY + 1.4 ilA 7 ps s I.,s 100 OS。其中 LlA 是幅度离散化间隔，使用采样器上的全量程幅度范围设置（例如，对于 10 mV/div 的幅度灵敏度设置和 10 个垂直分区的全量程显示，全量程幅度范围为 100 mV）和采样器输入端的模数转换器的有效位 [3] 计算得出。 ill 是采样间隔，即采集 DUT 波形期间使用的采样时刻之间的间隔。例如，波形包含 1000 个元素的 I ns 的波形时期具有 1 ps 的采样间隔。稳定参数的不确定性取决于 50% 参考电平时刻 [I] 的持续时间。
结合电动汽车和电容式储能技术的不同混合传统和可再生能源系统的负载频率稳定
维持发电和需求之间的电力平衡被普遍认为是将系统频率保持在合理范围内的关键。这对于基于可再生能源的混合动力系统 (HPS) 尤其重要，因为此类系统更容易发生中断。本文提出了一种著名的改进型“分数阶比例积分双导数 (FOPIDD2) 控制器”作为创新型 HPS 控制器，以克服这些障碍。推荐的控制方法已在风能、再热热能、太阳能和水力发电以及电容式储能和电动汽车等电力系统中得到验证。通过将改进后的控制器与常规 FOPID、PID 和 PIDD2 控制器进行比较，可以评估其性能。此外，使用新设计的算法术语鱿鱼游戏优化器 (SGO) 优化了新构建的 FOPIDD2 控制器的增益。将控制器的性能与灰狼优化器 (GWO) 和水母搜索优化等基准进行了比较。通过比较最大频率下冲/过冲和稳定时间等性能特征，SGO-FOPIDD2 控制器优于其他技术。分析并验证了所提出的 SGO 优化 FOPIDD2 控制器在各种负载场景和情况下承受电力系统参数不确定性影响的能力。结果表明，无需任何复杂设计，新控制器就可以稳定工作并以适当的控制器系数调节频率。
肌电信号的电触觉反馈的空间和频率编码相结合
摘要 电触觉刺激已广泛用于人机界面，为用户提供反馈，从而闭合控制回路并提高性能。编码方法是电触觉界面的重要组成部分，它定义了反馈信息到刺激曲线的映射。理想情况下，编码将提供反馈变量的高保真表示，同时易于被受试者感知和解释。在本研究中，我们进行了一个闭环实验，其中离散和连续编码方案相结合，以利用这两种技术的优势。受试者执行肌肉激活匹配任务，仅依靠代表产生的肌电信号 (EMG) 的电触觉反馈。具体而言，我们研究了两种不同编码方案（空间和空间与频率相结合）在两种反馈分辨率（低：3 和高：5 个间隔）下的性能。在这两种方案中，刺激电极都围绕上臂放置。标准化 EMG 的幅度被分为间隔，每个电极与一个间隔相关联。当生成的 EMG 进入其中一个间隔时，相关电极开始刺激。在组合编码中，活动电极的额外频率调制还指示间隔内信号的瞬时幅度。结果表明，当分辨率较低时，组合编码会降低下冲率、变异性和绝对偏差，但当分辨率较高时则不会，反而会使性能变差。这表明组合编码可以提高 EMG 反馈的有效性，但这种效果受到肌电控制固有变异性的限制。因此，我们的研究结果提供了重要的见解，并阐明了在使用电触觉刺激传递具有高变异性的反馈信号（EMG 生物反馈）时信息编码方法的局限性。
TA2020-020 立体声 20W (4Ω) CLASS-T™ 数字音频...
TA2020-020 是一款功率（高电流）放大器，工作在相对较高的开关频率下。放大器的输出在驱动高电流的同时，以高速在电源电压和地之间切换。该高频数字信号通过 LC 低通滤波器，以恢复放大的音频信号。由于放大器必须驱动电感 LC 输出滤波器和扬声器负载，因此放大器输出可能被输出电感中的能量拉高至电源电压以上和地以下。为避免 TA2020-020 受到可能造成损坏的电压应力，良好的印刷电路板布局至关重要。建议在所有应用中使用 Tripath 的布局和应用电路，并且只有在仔细分析任何更改的影响后才可以偏离。下图是 Tripath TA2020-020 评估板。板上最关键的组件是电源去耦电容。电容 C674 和 C451 必须放置在引脚 22 (VDD2) 和 19 (PGND2) 的旁边，如图所示。同样，电容 C673 和 C451B 必须放置在引脚 25 (VDD1) 和 28 (PGND1) 的旁边，如图所示。这些电源去耦电容不仅有助于抑制电源噪声，更重要的是，它们可以吸收由放大器输出过冲引起的 VDD 引脚上的电压尖峰。类似地，肖特基二极管 D1、D2、D3 和 D4 可最大程度降低相对于 VDD 的过冲，肖特基二极管 D702、D703、D704 和 D728 可最大程度降低相对于电源接地的下冲。为了获得最大效果，这些二极管必须位于输出引脚附近，并返回到各自的 VDD 或 PGND 引脚。二极管 D1、D2、D3 和 D4 仅适用于 VDD>13.5V 的应用。在高电流开关事件（例如短路输出或在高电平下驱动低阻抗）期间，输出电感器反激也可能导致电压过冲。如果这些电容器和二极管距离引脚不够近，则可能会对部件造成电气过应力，从而可能导致 TA2020-020 永久损坏。输出电感器 L389、L390、L398 和 L399 应放置在靠近 TA2020-020 的位置，而不会影响靠近放置的电源去耦电容器和二极管的位置。将输出电感器放置在靠近 TA2020-020 输出引脚的位置是为了减少开关输出的走线长度。遵循此准则将有助于减少辐射发射。