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World File Search System漂移量
黑盒人工智能代理的差异化评估
大部分关于学习人工智能代理符号模型的研究都集中在具有固定模型的代理上。这种假设在代理的能力可能由于学习、适应或其他部署后修改而发生变化的环境中不成立。在这种环境下对代理进行有效评估对于了解人工智能系统的真正能力和确保其安全使用至关重要。在这项工作中，我们提出了一种新颖的方法来差异化评估偏离其先前已知模型的黑盒人工智能代理。作为起点，我们考虑完全可观察和确定性的设置。我们利用对漂移代理当前行为的稀疏观察和对其初始模型的了解来生成主动查询策略，该策略有选择地查询代理并计算其功能的更新模型。实证评估表明，我们的方法比从头开始重新学习代理模型要有效得多。我们还表明，使用我们的方法进行差异评估的成本与代理功能的漂移量成正比。
87 Rb D1 线上高效、可调且稳定的窄带光子对源
摘要：我们介绍了一种高效、稳定的 87 Rb D1 线 (795 nm) 光子源，其窄带宽为 δ = 226(1) MHz。该源基于远低于阈值的单片光学参量振荡器中的非简并、腔增强自发参量下转换。该装置可高效耦合到单模光纤。实现了 η heralded = 45(5) % 的预示效率，检测到的未校正光子对数为 3.8 × 10 3 /(s mW)。对于高达 5 × 10 5 /s 的对生成率，该源发射的预示单光子具有归一化的预示二阶相关函数 g ( 2 ) c < 0.01。由于采用单片配置，该源本质上是稳定的。在没有对发射频率进行主动反馈的情况下，频率漂移量约为每小时 δ /20。我们通过施加机械应变实现了 2 GHz 以上范围内源频率的微调。
黑盒人工智能代理的差异化评估
大部分关于学习人工智能代理符号模型的研究都集中在具有固定模型的代理上。这种假设在代理能力可能由于学习、适应或其他部署后修改而发生变化的环境中不成立。在这种环境下对代理进行有效评估对于了解人工智能系统的真正能力和确保其安全使用至关重要。在这项工作中，我们提出了一种新颖的方法来差异化评估已经偏离其先前已知模型的黑盒人工智能代理。作为起点，我们考虑完全可观察和确定性的设置。我们利用对漂移代理当前行为的稀疏观察和对其初始模型的了解来生成主动查询策略，该策略有选择地查询代理并计算其功能的更新模型。实证评估表明，我们的方法比从头开始重新学习代理模型要有效得多。我们还表明，使用我们的方法进行差异评估的成本与代理功能的漂移量成正比。
量子比特的实时量子控制
量子计算依赖于开发能够抵抗汉密尔顿量中微小且不受控制的参数变化的量子设备。人们可以通过实时估计这种不受控制的变化来应用反馈，以稳定量子设备并提高其相干性。这项任务对于许多量子平台（如自旋、超导电路、捕获原子和其他用于抑制或纠正错误的平台）都很重要。半导体自旋量子比特具有长相干时间、紧凑尺寸以及与现有半导体技术大规模集成的潜力，因此具有吸引力。然而，到目前为止，自旋量子比特凭借所选设备的高保真操作而大放异彩。进一步的可扩展性和可重复性可能需要主动补偿环境波动。在本论文中，我们专注于实时闭环反馈协议，以估计量子比特汉密尔顿量参数的不受控制的波动，然后提高量子比特旋转的质量。首先，我们使用低延迟量子控制器相干地控制自旋量子比特。该协议使用在砷化镓双量子点中实现的单重态-三重态自旋量子比特。我们在两个控制轴上建立实时反馈，并提高相干自旋旋转的最终品质因数。即使汉密尔顿量的某些分量完全受噪声控制，我们也展示了噪声驱动的相干控制。作为一种应用，我们在两个波动的控制轴存在的情况下实现了 Hadamard 旋转。接下来，我们提出了一种基于物理的实时汉密尔顿估计协议。我们通过根据福克-普朗克方程更新其概率分布来实时估计双点内波动的核场梯度。我们通过基于先前的测量结果自适应地选择电子单重态对的自由演化时间，进一步改进了基于物理的协议。与以前的方案相比，该协议将估计速度提高了十倍。最后，我们提出了一种自适应频率二进制搜索方案，用于有效跟踪共振驱动量子比特中的低频波动。我们实时地实施贝叶斯算法来估计磁通可调的 transmon 量子比特中的低频磁通噪声，其相干性和保真度得到了改善。此外，我们通过门集层析成像显示，我们的频率跟踪协议最大限度地减少了系统中的漂移量。我们的方法引入了闭环反馈方案，旨在减轻退相干的影响并延长量子系统的寿命。这篇论文推动了该领域的发展，即集成量子比特硬件和控制硬件，并实施计算机科学中的贝叶斯估计和优化方法。
16 bit 模数转换器TM7706 - NET
注释： 1.B 级温度范围为 -40 ℃ ~+85 ℃。 2.这些数据是按最初设计的产品发布的。 3.一次校准实际上是一次转换，因此这些误差就是表 1 和表 3 所示转换噪声的阶数。这 适用于在期望的温度下校准后。 4.任何温度条件下的重新校准将会除去这些漂移误差。 5.正满标度误差包括零标度误差 （ Zero-Scale Error ）（单极性偏移误差或双极性零误 差），且既适用于单极性输入范围又适用于双极性输入范围。 6.满标度漂移包括零标度漂移 （单极性偏移漂移或双极性零漂移）且适用于单极性及 双极性输入范围。 7.增益误差不包括零标度误差，它被计算为满标度误差——对单极性范围为单极性偏移 误差，而对双极性范围为满标度误差——双极性零误差。 8.增益误差漂移不包括单极性偏移漂移和单极性零漂移。当只完成了零标度校准时，增 益误差实际上是器件的漂移量。 9.共模电压范围：模拟输入电压不超过 V DD +30mV ，不低于 GND-30mV 。电压低于 GND-200mV 时，器件功能有效，但在高温时漏电流将增加。 10.这里给出的 AIN （ + ）端的模拟输入电压范围，对 TM7706 而言是指 COMMON 输入 端。输入模拟电压不应超过 V DD +30mV, 不应低于 GND-30mV 。 GND-200mV 的输入 电压也可采用，但高温时漏电流将增加。 11.VREF=REF IN （ + ）－ REF IN （ - ）。 12.只有当加载一个 CMOS 负载时，这些逻辑输出电平才适用于 MCLK OUT 。 13.+25 ℃时测试样品，以保证一致性。 14.校准后，如果模拟输入超过正满标度 , 转换器将输出全 1, 如果模拟输入低于负满标度， 将输出全 0 。 15.在模拟输入端所加校准电压的极限不应超过 V DD +30mV 或负于 GND － 30mV 。 16.当用晶体或陶瓷谐振器作为器件的时钟源时 （通过 MCLK 引脚 ）， V DD 电流和功耗 随晶体和谐振器的类型而变化 （见“时钟和振荡器电路”部分）。 17.在等待模式下，外部的主时钟继续运行， 5V 电压时等待电流增加到 150 μ A ， 3V 电 压时增加到 75 μ A 。当用晶体或陶瓷谐振器作为器件的时钟源时，内部振荡器在等待 模式下继续运行，电源电流功耗随晶体和谐振器的类型而变化 （参看“等待模式” 一节）。 18.在直流状态测量，适用于选定的通频带。 50Hz 时， PSRR 超过 120dB （滤波器陷波 为 25Hz 或 50Hz ）。 60Hz 时， PSRR 超过 120dB （滤波器陷波为 20Hz 或 60Hz ）。 19.PSRR 由增益和 V DD 决定，如下：