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World File Search System电压降
关于使用软伽马辐射来表征预
表征功率器件的击穿前行为对于故障机制的寿命建模至关重要，其中主要驱动力是碰撞电离。特别地，设计坚固的功率器件并定义其安全工作区需要定量表征反向偏置结中的电荷倍增。这对于像陆地宇宙射线产生的单粒子烧毁 (SEB) 这样的机制尤其必不可少，其中撞击辐射通过碰撞电离在反向偏置器件中产生大量电荷，该电荷被传输并最终通过局部电场倍增。对抗 SEB 的主要技术措施是在设计阶段进行现场定制以及在器件使用过程中降低反向/阻塞偏置。在这种情况下，通常使用载流子倍增开始的电压偏置作为定义工作条件下电压降额标准的标准 [1、2]。在实际应用中，降额系数通常在器件额定电压 V rated 的 50% 到 80% 之间。定义正确的降额系数至关重要。如果设置得太低，则需要具有更高 V 额定值的器件，从而导致更高的损耗和成本。相反，如果设置得太高，则导致的现场故障率可能变得过高。目前，降额系数是通过寿命测试或
Lucas Poßner*、Matthias Laukner、Florian Wilhelmy、Dirk Lindner、Uwe Pliquett、Bojana Petkovic、Marek Ziolkowski、Thomas R. Knösche 和 Konstantin Wei
对于实际测量，我们使用了图 1 中所示的设置。它包括：(i) 一台笔记本电脑，用于控制信号生成和数据采集；(ii) 一台 USB 示波器（TiePie Handyscope HS5-540），带有集成的任意波形发生器。从神经刺激器记录的波形被发送到任意波形发生器，示波器用于拾取来自 (iii) 的测量信号；(iii) 测量前端，包含：- 电压控制电流源，用于将刺激脉冲施加到电极和组织，- 差分放大器，用于测量电极和组织之间的电压，- 差分放大器，用于测量刺激电流作为传感电阻器两端的电压降 [8]；(iv) 连接到电压控制电流源的双极同轴脑刺激电极（Inomed BCS 45mm 30°）。电极是一个带有非绝缘外导体的开放式同轴探头。其末端弯曲 30°，长 45 毫米。电缆长度为 3 米。由于其长度，它会产生不必要的寄生电容。如果导体略微不呈圆形，就会发生这种现象 [5]。在补偿电极阻抗时，需要考虑这一点。然而，在本文的背景下，提出一个原理证明，这是可以忽略不计的。
ISO124 精密最低成本隔离放大器 - 所有产品
这种新测试方法代表了非破坏性高压可靠性测试的“最新技术”。它基于屏障退化期间异质介电材料中存在的非均匀场的影响。在空隙不均匀的情况下，电场应力在桥接整个高压屏障之前开始电离空隙区域。电离期间和之后的电荷瞬态传导可以从外部检测到，作为在每个交流电压周期重复的 0.01-0.1-µs 电流脉冲爆发。启动局部放电的最小交流屏障电压定义为“起始电压”。 在局部放电停止之前，需要将屏障电压降低到较低水平，并将其定义为“熄灭电压”。封装绝缘工艺经过特性和开发，可产生超过 2400 Vrms 的起始电压，因此低于此水平的瞬态过压不会损坏 ISO124。熄灭电压高于 1500 Vrms，因此一旦屏障电压降至 1500-Vrms（额定）水平，即使是过压引起的局部放电也会停止。较旧的高压测试方法依赖于施加足够大的过电压（高于额定值）来击穿边缘部件，但不会高到损坏好部件。与击穿/无击穿标准相比，我们的新局部放电测试让我们对屏障可靠性更有信心。
提高了CVD双层MOS2字段中的低频噪声...
在MOS 2效应晶体管中，与迁移率或数量依赖性关系相关的电流或电压闪烁是由低频噪声的特征。这种噪声通常可用于评估基于MOS 2的电子设备的应用限制。在这项工作中，通过化学蒸气沉积（CVD）生长的单晶双层MOS 2的低频噪声特性是系统地进行投资的，并发现与基于单层MOS 2通道的低频噪声MOS 2相比，可提供显着的性能改进。在F¼100Hz时，归一化的漏极电流功率频谱密度（S I / I D 2）为2.4 10 10 Hz 1和BiLayer和Monolayer MOS 2转换器分别为3.1 10 9 Hz 1。McWhorter的载流子数量流量模型可以准确地描述1晶体管类型，这表明载流子捕获和通过介电缺陷捕获和去捕获是CVD MOS 2晶体管中1/ F噪声的主要机制。此外，在VBg¼3V时，通过使用后场电压降低了双层MOS 2晶体管的接触电阻，从而在VBg¼3V时实现了最小的WLS I / I D 2的3.1 10 10 L m 2 / hz（其中W是栅极宽度，L是栅极长度）。这些结果表明，CVD双层MOS 2是未来大规模2D-Sementemondoctor的电子应用，具有提高噪声性能的有前途的候选者。
基于微控制器的 bldc 控制器设计...
燃料消耗量的增加导致化石燃料储量日益枯竭。可以利用的一种替代能源解决方案是电能。克服能源危机的一种方法是通过参加节能汽车大赛（KMHE）来发挥创造力。乌达亚纳大学的 Weimana 团队以 Agnijaya Vehicle 为名参加了电动机驱动城市概念类别的比赛。能够参与竞争并赢得比赛的重要方面之一是电机控制器。本文介绍了基于 STM32 Blue Pill 微控制器的无刷直流电机控制器设计的研究成果，该控制器用于旋转 Agnijaya Weimana 城市电动汽车上的 BLDC 电机。所创建的 BLDC 控制器设计的规格是将一个 1980 瓦功率耗散逆变器连接到一个 800 瓦带传感器的 BLDC 电机。基于 STM32 Blue Pill 微控制器的无刷直流电机控制器设计成功并制造完成，当连接到无负载的 BLDC 电机时，会产生包含开关噪声的正弦输出波形。驱动 Agnijaya Wimana 城市电动车的性能能够应用高达 100% 的 PWM 占空比，平均电流达到 24,775 安培，平均电压降高达 48,485 V DC，平均额定功率高达 1200.5 瓦，BLDC 电机速度高达 419.5 RPM。关键词：电动汽车，BLDC 电机，无刷直流控制器。
unit-3 - 能源存储
镍镉系统使用与镍铁系统相同的正极和电解质，并结合金属镉负极。电池反应如表 10.1 所示，其标称开路电压为 1.3 V。从历史上看，电池的发展与镍铁的发展同步，性能相似。镍镉技术因具有高比功率（超过 220 W/kg）、长循环寿命（高达 2000 次循环）、高电气和机械滥用耐受性、宽放电电流范围内电压降小、快速充电能力（18 分钟内约 40% 至 80%）、宽工作温度范围（-40 至 85°C）、低自放电率（<0.5%/天）、由于腐蚀可忽略不计而具有出色的长期储存性能以及多种尺寸设计等优点而取得了巨大的技术进步。然而，镍镉电池也存在一些缺点，包括初始成本高、电池电压相对较低以及镉的致癌性和环境危害。镍镉电池通常可分为两大类，即通风型和密封型。通风型有许多替代品。通风烧结板是较新的发展，具有较高的比能，但价格较贵。它的特点是放电电压曲线平坦，大电流速率和低温性能优越。密封镍镉电池采用特定的电池设计特点，可防止过度充电期间因气体产生而导致电池内压力积聚。因此，该电池无需维护。EV 和 HEV 配置的镍镉电池的主要制造商是 SAFT 和 VARTA。最近采用镍镉电池供电的电动汽车包括克莱斯勒 TE Van、雪铁龙 AX、马自达 Roadster、三菱 EV、标致 106 和雷诺 Clio。
背面功率和时钟布线协同优化的设计方法
背面电源传输网络 我们的 BS-PDN 结构如图 1 所示，其中 PDN 利用了几乎 100% 的 BSM 资源，将电源布线资源与正面的信号分离。A. 背面 DC-DC 转换器：片上 DC-DC 单元转换器 (UC) 提供高效转换和块级电压调节 [3]。封装寄生效应会导致不必要的 IR 压降/反弹，影响正面 (FS) 和 BS-PDN。相反，片上 UC 可以减轻封装和键合带来的压降；然而，它们的大尺寸使它们不适合 FS 集成。相比之下，背面提供了足够的空间，可以实现密集的 UC 集成而不会造成布线拥塞。B. BS-UC 的集成：我们的 4:1 背面 UC（BS-UC）将 3.3V 降至 0.7V 的片上电源电压。为了分离两个电压域，添加了两个额外的背面金属层 MB3 和 MB4（见表 I）。MB3 专用于 BS-UC 布线；MB4 用于为 BS-UC 提供 3.3V VDD 和 0V VSS 输入。图 2 显示了我们的 BS-UC 堆叠。我们的电压域去耦确保 MB4 和 MB2 层之间没有连接，从而保留了 BS-PDN 配置。对于 BS-UC 放置，我们应用了交错策略以实现紧凑性。BS-UC PDN 金属层击穿和 BS-UC 放置如图 3 所示。C. BS-UC 的好处：BS-UC 降低了最坏情况下的动态 IR 降和逐层最小电压降（见图 4）。最后，去耦策略可以实现更高的 C4/微凸块密度，而不会产生显著的电源焊盘面积开销。
高性能 DC-AC 转换技术...
图 5.7：输出电压 V o 中的 IHD 评估 .............................................................. 124 图 5.8：LCLC 滤波器电容器 RMS 电流的评估 ........................................................ 126 图 5.9：LCLC 滤波器简化 ...................................................................................... 127 图 5.10：电压降与电感 ............................................................................................. 127 图 5.11：LCLC 滤波器谐振峰的阻尼 ...................................................................... 129 图 5.12：LCLC 滤波器的设计空间 ............................................................................. 130 图 5.13：用于 LCLC 滤波器设计验证的 SABER 模拟波形 ............................................. 133 图 5.14：具有并联 RC 阻尼的每相双交错 LCLC 滤波器 ............................................. 134 图 5.15：V PWM1 和 V PWM2 中的高频电压谐波 ............................................................. 136 图 5.16：跨L d ................................................................... 137 图 5.17：交错式 LCLC 滤波器的电感重量与电感 ........................................ 139 图 5.18：交错式 LCLC 滤波器的电感损耗与电感 ........................................ 139 图 5.19：耦合电感设计流程 ............................................................................. 141 图 5.20：交错式 LCLC 滤波器的 L d 与 L ............................................................. 143 图 5.21：交错式 LCLC 滤波器的 CI 与 L 的重量和损耗 ........................................ 143 图 5.22：交错式 LCLC 滤波器电容器 RMS 电流的评估 ........................................ 147 图 5.23：交错式 LCLC 滤波器电压降与电感的评估 ........................................ 148 图 5.24：交错式 LCLC 滤波器的设计空间 ........................................................ 149 图5.25：交错式 LCLC 滤波器的 SABER 仿真波形 ...................................................................... 151 图 5.26：滤波器重量比较 .............................................................................................. 153 图 6.1：原型系统的转换器拓扑 ...................................................................................... 156 图 6.2：电感器构造的关键阶段 ...................................................................................... 161 图 6.3：L 1 和 L 2 的测量电感 ...................................................................................... 162 图 6.4：绕组布置和构造的耦合电感 ............................................................................. 163 图 6.5：磁性元件重量比较 ............................................................................................. 165 图 6.6：转换器的热模型 ............................................................................................. 166 图 6.7：转换器的 3D 计算机模型 ................................................................................ 168 图 6.8：原型转换器 ................................................................................................ 169 图 6.9：原型转换器的详细 SABER 仿真模型 ...................................................................................... 170 图 6.10：PWM 波形比较，V PWM1 和 V PWM2 ........................................................................ 172 图 6.11：不同杂散电感值下的 V PWM1 ...................................................................................... 173 图 6.12：V PWM1 和 V PWM2 的 FFT 比较 ............................................................................. 175 图 6.13：电流比较，I 1 和 I 2 ............................................................................................. 176 图 6.14：I 1 和 I 2 的电流过冲比较 ............................................................................................. 176 图 6.15：I 1 和 I 2 的 FFT 比较 ............................................................................................. 178 图 6.16：V d 和 I d 的比较 ............................................................................................. 179 图 6.17：V d 和 I d 的特写比较 ............................................................................................. 179 图6.18：V d 和 I d 的 FFT 比较 ...................................................................................... 181 图 6.19：V 1 、IL 和 IC 的比较 ........................................................................................ 183 图 6.20：V o 和 I o 的比较 ............................................................................................. 185 图 6.21：V o 和 I o 的 FFT 比较 ...................................................................................... 186 图 6.22：测量值和计算值的转换器损耗比较 ............................................................. 187 图 6.23：转换器重量细目 ............................................................................................. 190................................... 186 图 6.22：测量值与计算值的变流器损耗对比 .......................................... 187 图 6.23：变流器重量细目 .............................................................. 190................................... 186 图 6.22：测量值与计算值的变流器损耗对比 .......................................... 187 图 6.23：变流器重量细目 .............................................................. 190
III-氮化物 p 向下绿色（520 nm）发光二极管，带有...
1 俄亥俄州立大学电气与计算机工程系，美国俄亥俄州哥伦布 43210。2 Lumileds LLC，美国加利福尼亚州圣何塞 95131。3 俄亥俄州立大学材料科学与工程系，美国俄亥俄州哥伦布 43210。*通讯作者：rahman.227@buckeyemail.osu.edu 摘要：我们展示了通过高效隧道结实现的低开启电压 P 向下绿光 LED。由于 (In,Ga)N/GaN 界面中的极化场排列具有 p 向下方向，与传统的 p 向上 LED 相比，电子和空穴注入的静电耗尽势垒降低了。具有 GaN 同质结隧道结的单个 (In,Ga)N/GaN 异质结构量子阱有源区在 20A/cm 2 时表现出非常低的 2.42V 正向工作电压，当电流密度高于 100 A/cm 2 时，峰值电致发光发射波长为 520 nm。底部隧道结具有最小的电压降，能够实现向底部 p-GaN 层的出色空穴注入。III 族氮化物半导体在光电子学和电子学 1-12 中的广泛应用具有重要的技术意义，并已广泛应用于照明和显示应用。虽然过去十年来，紫/蓝光发射波长范围内的 GaN 基发光二极管的效率和功率输出有了显着提高，但较长波长的发射器仍然表现出较低的效率。对于为更长波长设计的发射器，(In,Ga)N 量子阱中的铟摩尔分数会导致与更大的晶格失配、量子阱内的缺陷以及阱-势垒界面处更高的极化片电荷密度相关的挑战，所有这些都会导致器件性能下降。13-16
基于量子点的溶液处理上转换光电探测器
量子点（QDs）具有窄线宽发射和可调带隙，因此在量子信息和光电子器件的开发中具有潜在价值1 – 3。尤其是胶体量子点（CQDs），它可以通过溶液处理获得，并用于光伏4 – 9、光发射10 – 14和光电检测15 – 20。上转换光电探测器将低能光子（例如红外线）转换为高能光子（例如可见光），用于红外成像（图1），而红外成像用于夜视、半导体晶圆检测、手势识别、三维成像和生物成像等应用21 – 25。然而，大多数红外光子上转换器件都是基于真空或高温沉积法22、24-33，这些方法与硅等电子材料不兼容，限制了它们在柔性电子产品中的使用。基于溶液处理材料的两端上转换光电探测器已经开发出来，但需要高开启电压并且光子对光子 (p-p) 效率低（低于 1.5%）30、34。在本文中，我们表明，通过设计电子传输层 (ETL) 可以创建两端溶液处理的红外上转换光电探测器，其总 p-p 效率为 6.5%，开启电压低至 2.5 V。我们的光电探测器的效率与外延生长半导体相当，与迄今为止报道的最高增益单片红外量子点上转换器相比，效率提高了五倍。此外，与之前的量子点上变频器相比，该器件的低开启电压降低了两倍以上。我们的器件由基于硫化铅 (PbS) QD 的光电探测器吸收层（红外）和基于硒化镉/硒化锌 (CdSe/ZnS) QD 的发光二极管 (LED) 层（可见光）堆叠而成（图 2a）。为了确保光电探测器层能够提供足够的光电流来驱动 LED 层，