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SLAS411D –2004 年 11 月–2016 年 2 月修订 DAC8811 16 位串行输入乘法数模转换器
DAC8811 是一款单通道电流输出、16 位数模转换器 (DAC)。其架构如图 18 所示，是一种 R-2R 梯形配置，其中三个 MSB 分段。梯形的每个 2R 支路均可切换到 GND 或 I OUT 端子。通过使用外部 I/V 转换器运算放大器，DAC 的 I OUT 端子保持在虚拟 GND 电位。R-2R 梯形连接到外部参考输入 V REF，该输入决定 DAC 满量程电流。R-2R 梯形为 5k Ω ±25% 的外部参考提供与代码无关的负载阻抗。外部参考电压可在 -15 V 至 15 V 范围内变化，从而提供双极 I OUT 电流操作。通过使用外部 I/V 转换器和 DAC8811 R FB 电阻器，可以生成 -V REF 至 V REF 的输出电压范围。
SLAS411D –2004 年 11 月–2016 年 2 月修订 DAC8811 16 位串行输入乘法数模转换器
DAC8811 是一款单通道电流输出、16 位数模转换器 (DAC)。其架构如图 18 所示，是一种 R-2R 梯形配置，其中三个 MSB 分段。梯形的每个 2R 支路均可切换到 GND 或 I OUT 端子。通过使用外部 I/V 转换器运算放大器，DAC 的 I OUT 端子保持在虚拟 GND 电位。R-2R 梯形连接到外部参考输入 V REF，该输入决定 DAC 满量程电流。R-2R 梯形为 5k Ω ±25% 的外部参考提供与代码无关的负载阻抗。外部参考电压可在 -15 V 至 15 V 范围内变化，从而提供双极 I OUT 电流操作。通过使用外部 I/V 转换器和 DAC8811 R FB 电阻器，可以生成 -V REF 至 V REF 的输出电压范围。
MC1408−8 8位乘法D/A转换器
电路描述 MC1408-8 由一个参考电流放大器、一个 R-2R 梯形放大器和 8 个高速电流开关组成。对于许多应用，只需要添加一个参考电阻和参考电压。开关在操作时为非反相；因此，输入的高状态会打开指定的输出电流分量。开关使用电流转向来实现高速，并使用由有源负载增益级和单位增益反馈组成的终端放大器。终端放大器在切换期间将梯形放大器的寄生电容保持在恒定电压，并为梯形放大器的所有支路提供相等电压的低阻抗终端。R-2R 梯形放大器将参考放大器电流分成二进制相关分量，这些分量被馈送到等于最低有效位的剩余电流。该电流被分流至地，最大输出电流为参考放大器电流的 255/256，如果 NPN 电流源对完全匹配，则 2.0 mA 参考放大器电流的最大输出电流为 1.992 mA。
R8C/27 的 LED 数字时钟应用 | 瑞萨电子
该框图显示了使用瑞萨 R8C 系列 MCU 的 LED 数字时钟功能。它使用 RTC 和 GPIO 功能来控制 LED 恒流 LED 驱动器 IC 和两个 74HC138 解码器。它可以在 LED 矩阵显示板上显示两个不同的时区。LED 矩阵显示板由四个 16X16 LED 矩阵组合而成。因此矩阵板将包括 64X16 个显示点。16 位恒流 LED 驱动器在硅 CMOS 芯片上集成了移位寄存器、数据锁存器和恒流电路。所有 16 个通道的最大输出电流值均可通过单个外部电阻器进行调节。每个输出通道的恒流值由连接到地的外部电阻器设置。改变电阻值可以调整电流范围，范围从 3mA 到 60mA。参考电压约为 1.2V。为了获得良好的恒流输出性能，合适的输出电压是必要的。用户可以在下面获得有关最小输出电压的相关信息。
低功率系统的1.8-NW sub-1V自偏见子gap参考
摘要提出了在标准0.18-μmCMOS技术中制造的超低功率子带电压参考电路。利用V BE和V Th的负温度特性，使用寄生BJT和MOSFET的组合的新型自偏的电路构型用于实现纳米瓦特功率派遣的温度补偿的子频带电压参考。测量结果表明，提议的电路提供的平均参考电压为261.6 mV，变化系数为0.86％。线调节（LR）为0.26％/V，在27°时的电源电压范围为0.9 V至1.8 V，电源排斥比（PSRR）为-49 dB时为-100 Hz。在一次性修剪的情况下，在一组18个样品中执行的测量结果显示，温度系数的平均温度系数为25.9 ppm/℃，温度范围为-20至100°。功率耗散为1.8 NW，电源电压为0.9 V时为27℃。芯片面积为0.0038毫米2。关键词：超低功率，子频率电压参考，CMOS，温度系数，芯片区域分类：集成电路（内存，逻辑，模拟，RF，传感器）
低功率系统的1.8-NW sub-1V自偏见子gap参考
摘要提出了标准0.18- µm CMOS技术的超低功率子串电压参考电路。利用V Be和V Th的负温度特性，一种新型的自偏自偏电路结合了寄生BJT和MOSFET的组合，用于实现纳米瓦特功率调整的温度补偿的子带电压参考。测量结果表明，提议的电路提供的平均参考电压为261.6 mV，变化系数为0.86％。在27℃的供应电压范围为0.9 V至1.8 V，线调节（LR）为0.26％/V，电源排斥比（PSRR）为100 Hz时的电源排斥比（PSRR）为-49 dB。通过一次性进行修剪，在一组18个样本上进行的测量结果显示，温度平均温度平均温度为25.9 ppm/ o，温度范围为-20至100°C，C。电源耗散为1.8 nW，电源电压为0.9 v在27°C下为0.9°C。CHIP面积为0.0038 mm 2。关键字：超低功率，子频率电压参考，CMOS，温度系数，芯片区域分类：集成电路（内存，逻辑，逻辑，模拟，RF，传感器）
PBL 3775/1 双步进电机驱动器
2 1 [8] M B1 电机输出 B，通道 1。当相位 1 为高电平时，电机电流从 M A1 流向 M B1。 3 2 [10] E 1 共发射极，通道 1。此引脚连接到传感电阻 RS 到地。 4 3 [11] M A1 电机输出 A，通道 1。当相位 1 为高电平时，电机电流从 M A1 流向 M B1。 5 4 [12] V MM1 电机电源电压，通道 1，+10 至 +40 V。V MM1 和 V MM2 应连接在一起。 6,7 5, 6, [1-3, 9, GND 接地和负电源。注意：这些引脚用于散热。 18,19 17, 18 13-17, 确保所有接地引脚都焊接到适当大的铜接地平面 28] 上，以实现有效散热。 8 7 [18] V R1 参考电压，通道 1。控制比较器阈值电压，从而控制输出电流。 9 8 [19] C 1 比较器输入通道 1。该输入感测感测电阻两端的瞬时电压，由内部数字滤波器或可选外部 RC 网络滤波。 10 9 [20] 相位 1 控制输出 M A1 和 M B1 处的电机电流方向。当相位 1 为高电平时，电机电流从 M A1 流向 M B1。 11 10 [21] Dis 1 通道 1 的禁用输入。当为高电平时，所有四个输出晶体管都关闭，导致输出电流迅速减小至零。 12 11 [22] RC 时钟振荡器 RC 引脚。将一个 12 kohm 电阻连接到 V CC ，并将一个 4 700 pF 电容连接到地，以获得 23.0 kHz 的标称开关频率和 1.0 µ s 的数字滤波器消隐时间。 13 12 [23] V CC 逻辑电压电源，标称值为 +5 V。 14 13 [24] Dis 2 通道 2 的禁用输入。当为高电平时，所有四个输出晶体管都将关闭，从而导致输出电流迅速减小到零。 15 14 [25] 相位 2 控制输出 M A2 和 M B2 处的电机电流方向。当相位 2 为高电平时，电机电流从 M A2 流向 M B2。 16 15 [26] C 2 比较器输入通道 2。该输入感测传感电阻两端的瞬时电压，该电压由内部数字滤波器或可选的外部 RC 网络滤波。 17 16 [27] V R2 参考电压，通道 2。控制比较器阈值电压，从而控制输出电流。 20 19 [4] V MM2 电机电源电压，通道 2，+10 至 +40 V。V MM1 和 V MM2 应连接在一起。 21 20 [5] M A2 电机输出 A，通道 2。当相位 2 为高电平时，电机电流从 M A2 流向 M B2。 22 21 [6] E 2 共发射极，通道 2。此引脚连接到接地的传感电阻 RS。 23 22 [7] M B2 电机输出 B，通道 2。当相位 2 为高电平时，电机电流从 M A2 流向 M B2。1,24 NC SO 引脚 1 和 24 为“未连接”
PBL 3775/1 双步进电机驱动器
2 1 [8] M B1 电机输出 B，通道 1。当相位 1 为高电平时，电机电流从 M A1 流向 M B1。3 2 [10] E 1 共发射极，通道 1。此引脚连接到传感电阻 R S 接地。4 3 [11] M A1 电机输出 A，通道 1。当相位 1 为高电平时，电机电流从 M A1 流向 M B1。5 4 [12] V MM1 电机电源电压，通道 1，+10 至 +40 V。V MM1 和 V MM2 应连接在一起。6,7 5, 6, [1-3, 9, GND 接地和负电源。注意：这些引脚用于散热。18,19 17, 18 13-17, 确保所有接地引脚都焊接到足够大的铜接地平面 28] 上，以实现高效散热。8 7 [18] V R1 参考电压，通道 1。控制比较器阈值电压，从而控制输出电流。9 8 [19] C 1 比较器输入通道 1。此输入检测传感电阻上的瞬时电压，由内部数字滤波器或可选的外部 RC 网络滤波。10 9 [20] 相位 1 控制输出 M A1 和 M B1 处的电机电流方向。当相位 1 为高电平时，电机电流从 M A1 流向 M B1。11 10 [21] Dis 1 禁用通道 1 的输入。当为高电平时，所有四个输出晶体管均关闭，导致输出电流迅速降至零。12 11 [22] RC 时钟振荡器 RC 引脚。将一个 12 kohm 电阻连接到 V CC 并将一个 4 700 pF 电容连接到地，以获得 23.0 kHz 的标称开关频率和 1.0 µ s 的数字滤波器消隐时间。 13 12 [23] V CC 逻辑电压电源，标称值为 +5 V。 14 13 [24] Dis 2 禁用通道 2 的输入。当为高电平时，所有四个输出晶体管均关闭，从而导致输出电流迅速降至零。15 14 [25] 相位 2 控制输出 M A2 和 M B2 处的电机电流方向。当相位 2 为高电平时，电机电流从 M A2 流向 M B2。16 15 [26] C 2 比较器输入通道 2。此输入检测传感电阻上的瞬时电压，该电压由内部数字滤波器或可选的外部 RC 网络滤波。17 16 [27] V R2 参考电压，通道 2。控制比较器阈值电压，从而控制输出电流。20 19 [4] V MM2 电机电源电压，通道 2，+10 至 +40 V。V MM1 和 V MM2 应连接在一起。21 20 [5] M A2 电机输出 A，通道 2。当相位 2 为高电平时，电机电流从 M A2 流向 M B2。22 21 [6] E 2 共发射极，通道 2。此引脚连接到接地的传感电阻 R S。23 22 [7] M B2 电机输出 B，通道 2。当第 2 相为高电平时，电机电流从 M A2 流向 M B2。1,24 NC SO 引脚 1 和 24 为“未连接”
提高 NAND 闪存设备芯片取证分析的可靠性
数字取证调查员通常需要从包含 NAND 闪存的被扣押设备中提取数据。许多此类设备都受到物理损坏，导致调查员无法使用自动化技术提取设备中存储的数据。相反，调查员转向芯片分析，他们使用基于热的程序从设备中物理移除 NAND 闪存芯片，并直接访问芯片以提取存储在芯片上的原始数据。我们对设备被扣押后引入多层单元 (MLC) NAND 闪存芯片的错误进行分析。我们有两个主要观察结果。首先，在设备被扣押和数字取证调查员进行数据提取之间，由于 NAND 闪存单元的电荷泄漏（称为数据保留错误），可能会引入大量错误。其次，当执行基于热的芯片移除时，由于施加到芯片上的高温会大大加速电荷泄漏，因此存储在 NAND 闪存中的数据中的错误数量可能会增加两个或更多个数量级。我们证明基于芯片分析的取证数据恢复程序具有相当大的破坏性，并且通常会导致 NAND 闪存中的大多数数据无法纠正，从而无法恢复。为了减轻取证恢复过程中引入的错误，我们探索了一种新的基于硬件的方法。我们利用现代 NAND 闪存芯片中实现的一种细粒度读取参考电压控制机制，称为读取重试，它可以补偿由于 (1) 保留损失和 (2) 基于热的芯片移除而发生的电荷泄漏。读取重试机制成功减少了错误数量，只要芯片在被扣押之前没有被大量使用，原始数据就可以在我们测试的芯片中完全恢复。我们得出结论
系统描述-SR量表
操作理论SR仪器患者称重系统是数字量表。应变 - 规范力细胞将施加的权重的力转化为模拟信号。该信号被操作放大器放大，并通过模拟转换器的模拟转换为数字信号。数字信号被转移到过滤的微控制器上，转换为适当的单元并显示在液晶显示屏上。应变器力细胞每个都包含四个安装在完整的惠斯通桥构型中的应变量表。由于系统上施加的质量，这些桥梁将力电池的物理运动转换为电阻的微小变化。这些电阻变化会在整个惠斯通桥上产生电压差，该桥由操作放大器放大。放大器配置为当前总和每个单元的输出。操作放大器的输出由数字转换器的类似物数字化。Sigma-Delta转换器总和一个快速序列为0（0伏）和1（参考电压），以与放大器的输入达到平衡。微型控制器平均并过滤模拟转换器的数字输出，减去在系统零操作过程中保存的值，并扩展过滤后的输出，然后在液晶显示屏上显示结果。微型控制器执行移动的数据滤波器，以进行连续称重，并且对于自动持有，微控制器在锁定读数之前先执行信号稳定性的检查。如果在自动持有模式下数据方差大于0.1％，则微控制器将重置过滤器并开始新的过滤周期。可以将微控制器放置在可以重新校准系统的校准模式下。在校准模式下，系统斜率是在2分校准模式下从两个点（零和全尺度）计算得出的，或者在3点校准模式下从三个点（零，一半和全尺度）计算斜率和坡度的变化。