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1 EPC（电子电源调节器），低压直流...
EPC（电子电源调节器）、用于 SSPA（固态功率放大器）的低压 DC-DC 转换器 机载军用卫星对产品开发和制造提出了终极挑战 作者：Tiva Bussarakons 当今军事空间应用的 EPC 需要设计解决方案和制造流程，以提供最可靠的产品和最高的信心。该解决方案必须包括防辐射组件、经过验证的设计传统和设计创新。混合组装技术的使用对于减小尺寸、重量和成本至关重要。预计设计分析和计算机模拟将与实际性能相匹配。设计验证、验收测试和制造流程的书面程序是程序标准。所有制造流程在实施前都必须记录并合格。简介：在卫星通信中，转发器是通信系统的核心。它们接收、处理、放大并将接收到的信号传输回地球或另一颗卫星。参考图 1。高功率放大器单元中的 SSPA（固态功率放大器）和 TWTA（行波管放大器）执行重要的放大功能。为应用选择 SSPA 或 TWTA 取决于多种因素。主要因素是下行链路载波频率和发射机功率要求。对于功率更高、频率更高的应用，通常选择 TWTA 而不是 SSPA。TWTA 的功率最高可达 200W，效率可高达 60-65%。SSPA 适用于较低频段和较低发射机功率的应用。最新的 SSPA 的功率最高可达 90 瓦。虽然 SSPA 的效率低于 TWTA，约为 25-30%，但它比同类 TWTA 具有尺寸和质量优势。图 1. 非常简化的 RF 转发器
在嘈杂环境中调整单个和多个量子发射器的光谱特性
动态环境中的量子发射器的能级可能会随着波动的浴液而不受控制地漂移。这会导致发射和/或吸收光谱分布在很宽的频率范围内，并对各种应用构成挑战。我们考虑一个量子发射器，它处于一个能级改变的环境中，因此发射频率由给定平均值周围的高斯随机分布表示，给定标准差和相关时间。我们研究了该系统在受到周期性有限宽度π脉冲序列影响时的发射光谱。我们表明，这种外部场协议可以通过将大部分发射光谱重新聚焦到脉冲载波频率上来有效克服该系统中的光谱扩散。我们进一步考虑了不同噪声环境中的两个这样的发射器，发现通过在两个系统上应用有限宽度脉冲序列可以使双光子干涉操作变得高效。最后，我们展示了一组名义上相似的发射器，每个发射器都有不同的环境，因此发射频率会随机偏移，其整体发射光谱可以重新聚焦到具有明确中心峰的线形上，该峰的线宽与单个孤立无噪声发射器的线宽相同，而这些发射器各自具有不同的环境，因此发射频率会随机偏移，其整体发射光谱本来会根据随机分布不均匀地加宽。这些结果表明，对于这种特定的噪声环境模型，外部控制协议可以保护光谱特性，这里用有限宽度脉冲的周期性序列来表示。
走向矢量信号的计量表征...
如今，矢量信号分析仪 (VSA) 用于在研究、制造和原型设计中测量数字信号的特性。现代 VSA 通常使用 > 20 GHz 的载波频率和高达 200 MHz 的解调带宽。随着新通信设备的出现，带宽预计将大幅增长，例如参见 [1]。VSA 使用各种架构，而通常输入信号在使用至少 12 位 A/D 转换器进行多次下变频后在基带中采样，信号的同相和正交分量由正交解调确定。解调器的标量（幅度）响应可以使用校准的功率计通过计量可追溯性确定，但由于 VSA 的原理，没有关于相位的信息。可追溯性是 ISO/IEC 17025 对校准实验室和仪器制造商的一项关键要求。在 [2] 中，概述了使用快速数字采样示波器 (DSO) 进行可追溯的幅度和相位特性测量的策略。VSA 和 DSO 都使用了宽带多正弦激励，而测量信号对两种仪器来说是共同的，可以通过反卷积去除。选择多正弦波形是因为相邻音调之间的幅度和相位关系是可计算的。DSO 可通过电光采样 (EOS) 进行追溯，它定义了仪器响应中频率分量的相对时间 [3]。NIST（美国）[4]、NPL（英国）[5] 和 PTB（德国）[6] 已经开发了这样的 EOS 系统。VSA 的详细内部架构只有其制造商知道，目前计量实验室面临着这些仪器可追溯校准的问题。然而，使用 DSO [2] 的方法相对复杂，不适合商业校准实验室的常规测量。本文提出了一种可追溯的方法
自由空间光学 (FSO) 白皮书
FSO 使用光信号作为载波频率，通过大气提供点对点通信信息传输。由于其成本效益高、易于安装、快速建立通信链路（尤其是在灾害管理场景中）、高带宽配置和广泛的应用范围，它在电信行业引起了关注。其运行的频率范围使 FSO 通信无需许可。使用 FSO 通信，最大数据传输速率可达 2.5 Gbps，而 RF 通信系统提供的最大数据传输速率仅为 622Mbps。FSO 涉及使用空气作为传输介质的语音、视频和数据的光传输。使用 FSO 技术的传输相对简单。它涉及两个系统，每个系统都由一个光收发器组成，该光收发器由激光发射器和接收器组成，以提供全双工（双向）功能。每个 FSO 系统都使用高功率光源（例如激光）和一个望远镜，该望远镜将光通过大气传输到另一个接收信息的望远镜。此时，接收望远镜通过光纤连接到高灵敏度接收器。 2.0 什么是自由空间光传输系统？ 自由空间光传输系统是一种无线连接形式，用于连接具有直接视线的两个点。该系统通过获取标准数据或电信信号、将其转换为数字格式并通过自由空间传输来运行。用于传输此信号的载波是红外线，由高功率 LED 或激光二极管产生。信号沿光纤传输的基本原理与通过自由空间传输的基本原理相同。 自由空间光学子系统
用于完全不受束缚的大脑植入物的双相准静态大脑通信
利用电磁 (EM) 场进行的无线通信是人体周围可穿戴设备之间信息交换的支柱。然而，对于植入式设备，电磁场会在组织中被大量吸收，而其他传输模式（包括超声波、光学和磁电方法）会由于一种能量形式转换为另一种能量形式而导致大量的转导损耗，从而增加了整体的端到端能量损耗。为了解决脑植入物中无线供电和通信的挑战以及低端端通道损耗，我们提出了双相准静态脑通信 (BP-QBC)，通过使用电准静态 (EQS) 信号，避免了因没有场模态转换而导致的转导损耗，在通道长度约为 55 毫米的情况下实现 < 60dB 的最坏情况端到端通道损耗。 BP-QBC 利用基于偶极耦合的信号在脑组织内传输，在发射器 (TX) 中使用差分激励，在接收器 (RX) 中使用差分信号拾取，同时通过阻断流经脑组织的任何直流电流路径，在 1MHz 载波频率下提供比传统人体电流通信 (G-HBC) 低 ~41 倍的低功耗。由于通过人体组织的电信号传输是电准静态的，频率高达几十 MHz，因此 BP-QBC 可实现从植入物到外部可穿戴设备的可扩展 (bps-10Mbps) 占空比上行链路 (UL)。BP-QBC TX 的功耗在 1Mbps 时仅为 0.52 μW（占空比为 1%），这在从可穿戴设备中枢通过 EQS 脑通道到植入物的下行链路 (DL) 中收集的功率范围内，外部施加的电流小于 ICNIRP 安全限值的 1/5。此外，BP-QBC 消除了对颅下询问器/中继器的需求，因为它由于没有场传导而提供了更好的信号强度。这种低端到端通道损耗和高数据速率是由一种全新的大脑通信和供电方式实现的，在神经生物学研究、脑机接口、电疗和联网医疗领域具有深远的社会和科学影响。
用于完全不受束缚的大脑植入物的双相准静态大脑通信
利用电磁 (EM) 场进行的无线通信是人身周围可穿戴设备之间信息交换的支柱。然而，对于植入式设备，电磁场会在组织中产生大量吸收，而其他传输模式（包括超声波、光学和磁电方法）会由于一种能量形式转换为另一种能量形式而导致大量的转导损耗，从而增加了整体的端到端能量损耗。为了解决脑植入物中无线供电和通信的挑战并实现低端端通道损耗，我们提出了双相准静态脑通信 (BP-QBC)，通过使用电准静态 (EQS) 信号，在通道长度约为 55 毫米的情况下实现 < 60dB 的最坏情况端到端通道损耗，从而避免了因没有场模态转换而导致的转导损耗。 12 BP-QBC 利用基于偶极耦合的信号在脑组织内传输，在发射器 (TX) 处使用差分激励，在接收器 (RX) 处拾取差分信号，同时通过阻断通过脑组织的任何直流电流路径，在 1MHz 载波频率下提供约 41 倍的低功耗，相对于传统的人体电流通信 (G-HBC)。由于通过人体组织的电信号传输是电准静态的，频率高达数十 MHz，因此 BP-QBC 允许从植入物到外部可穿戴设备的可扩展 (bps-10Mbps) 占空比上行链路 (UL)。 BP-QBC TX 的功耗在 1Mbps（占空比为 1%）时仅为 0.52 μW，这在从可穿戴中枢通过 EQS 脑通道到植入物的下行链路 (DL) 中收集的功率范围内，外部施加的电流小于 ICNIRP 安全限值的 1/5。此外，BP-QBC 消除了对颅下询问器/中继器的需求，因为它由于没有场传导而提供了更好的信号强度。如此低的端到端通道损耗和高数据速率是由一种全新的脑部通信和供电模式实现的，对神经生物学研究、脑机接口、电药物和互联医疗保健等领域具有深远的社会和科学影响。
ISSCC 2024 - 量子技术集成电路
2 Google Quantum AI，加利福尼亚州戈利塔 超导量子处理器是最先进的量子计算技术之一。基于这些设备的系统已经实现了后经典计算 [1] 和量子纠错协议的概念验证执行 [2]。虽然其他量子比特技术采用自然产生的量子力学自由度来编码信息，但超导量子比特使用的自由度是在电路级定义的。当今最先进的超导量子处理器使用 transmon 量子比特，但这些只是丰富的超导量子比特之一；在考虑大规模量子计算机的系统级优化时，替代量子比特拓扑可能会证明是有利的。在这里，我们考虑对 Fluxonium 量子比特进行低温 CMOS 控制，这是最有前途的新兴超导量子比特之一。图 29.1.1 比较了 transmon 和 Fluxonium 量子比特。 transmon 是通过电容分流约瑟夫森结 (JJ) 实现的，是一种非线性 LC 谐振器，其谐振频率为 f 01，非谐性分别在 4-8GHz 和 200-300MHz 范围内。transmon 有限的非谐性约为 5%，限制了用于驱动量子比特 f 01 跃迁的 XY 信号的频谱内容，因为激发 f 12 跃迁会导致错误。以前的低温 CMOS 量子控制器通过直接 [3,4] 或 SSB 上变频 [5,6] 复杂基带或 IF 包络（例如，实施 DRAG 协议）生成光谱形状的控制脉冲；这些设备中高分辨率 DAC 的功耗和面积使用限制了它们的可扩展性。fluxonium 采用额外的约瑟夫森结堆栈作为大型分流电感。这样就可以实现 f 01 频率为 ~1GHz 或更低的量子比特，而其他所有跃迁频率都保持在高得多的频率（>3GHz，见图 29.1.1）[7]。与 transmon 相比，fluxonium 的频率较低且非谐性较高，因此可以直接生成低 GHz 频率控制信号，并放宽对其频谱内容的规范（但需要更先进的制造工艺）。在这里，我们利用这一点，展示了一种低功耗低温 CMOS 量子控制器，该控制器针对 Fluxonium 量子比特上的高保真门进行了优化。图 29.1.2 显示了 IC 的架构。它产生 1 至 255ns 的微波脉冲，具有带宽受限的矩形包络和 1GHz 范围内的载波频率。选择规格和架构是为了实现优于 0.5° 和 0.55% 的相位和积分振幅分辨率，将这些贡献限制在平均单量子比特门错误率的 0.005%。它以 f 01 的时钟运行，相位分辨率由 DLL 和相位插值器 (PI) 实现，而包络精度则由脉冲整形电路实现，该电路提供粗调振幅和微调脉冲持续时间（与传统控制器不同，使用固定持续时间和精细幅度控制）。数字控制器和序列器可播放多达 1024 步的门序列。图 29.1.2 还显示了相位生成电路的示意图。DLL 将这些信号通过等延迟反相器缓冲器 (EDIB) 后，比较来自电压控制延迟线 (VCDL) 的第一个和第 31 个抽头的信号。这会将 CLK[0] 和 CLK[30] 锁定在 180°，并生成 33 个极性交替的等延迟时钟信号。使用 CLK[30] 而不是 CLK[32] 来确保在 PFD 或 EDIB 不匹配的情况下实现全相位覆盖，这可能导致锁定角低于 180°。一对 32b 解复用器用于选择相邻的时钟信号（即 CLK[n] 和 CLK[n+1]），开关和 EDIB 网络用于驱动具有可选极性的 PI。 PI 单元由多路复用器和限流反相器组成。32 个单元并联组合，所选相位之间的权重由驱动多路复用器阵列的温度计编码的 31b 值设置（第 32 个反相器始终由 CLK[n] 驱动）。相位生成电路具有 11b 控制，可提供实现 0.5° 精度的裕度。图 29.1.3 显示了脉冲整形器原理图。它接收相移时钟并应用可编程幅度和持续时间的矩形包络。SW1 用于门控数字 CW 信号。然后，门控信号由一个电路缓冲和衰减，该电路由可变电阻器 R 0（16 个值，从 10 到 170kΩ）组成，通过 2:1 双调谐变压器连接到 50Ω 负载。该电路将可用功率降低了约 17 至 29dB，同时提供 50Ω 输出匹配并过滤脉冲频谱，为信号包络引入几纳秒的指数上升和下降时间，适用于大量子比特非谐性。R 0 、CP 和 CS 通过 SPI 总线进行编程，以进行静态预调谐。但是，提供了一个 0 至 18dB 衰减器电路，步长为 6dB，用于实时粗调幅度。输出端集成了 SW2，以提供额外的开-关隔离。PI 单元由多路复用器和限流反相器组成。32 个单元并联组合，所选相位之间的权重由驱动多路复用器阵列的温度计编码的 31b 值设置（第 32 个反相器始终由 CLK[n] 驱动）。相位生成电路具有 11b 控制，可提供实现 0.5° 精度的裕度。图 29.1.3 显示了脉冲整形器原理图。它接收相移时钟并应用可编程幅度和持续时间的矩形包络。SW1 用于门控数字 CW 信号。然后，门控信号由一个电路缓冲和衰减，该电路由可变电阻器 R 0（16 个值，从 10 到 170kΩ）组成，通过 2:1 双调谐变压器连接到 50Ω 负载。该电路将可用功率降低了约 17 至 29dB，同时提供 50Ω 输出匹配并过滤脉冲频谱，为信号包络引入几纳秒的指数上升和下降时间，适用于大量子比特非谐性。R 0 、CP 和 CS 通过 SPI 总线进行编程，以进行静态预调谐。但是，提供了一个 0 至 18dB 衰减器电路，步长为 6dB，用于实时粗调幅度。输出端集成了 SW2，以提供额外的开-关隔离。PI 单元由多路复用器和限流反相器组成。32 个单元并联组合，所选相位之间的权重由驱动多路复用器阵列的温度计编码的 31b 值设置（第 32 个反相器始终由 CLK[n] 驱动）。相位生成电路具有 11b 控制，可提供实现 0.5° 精度的裕度。图 29.1.3 显示了脉冲整形器原理图。它接收相移时钟并应用可编程幅度和持续时间的矩形包络。SW1 用于门控数字 CW 信号。然后，门控信号由一个电路缓冲和衰减，该电路由可变电阻器 R 0（16 个值，从 10 到 170kΩ）组成，通过 2:1 双调谐变压器连接到 50Ω 负载。该电路将可用功率降低了约 17 至 29dB，同时提供 50Ω 输出匹配并过滤脉冲频谱，为信号包络引入几纳秒的指数上升和下降时间，适用于大量子比特非谐性。R 0 、CP 和 CS 通过 SPI 总线进行编程，以进行静态预调谐。但是，提供了一个 0 至 18dB 衰减器电路，步长为 6dB，用于实时粗调幅度。输出端集成了 SW2，以提供额外的开-关隔离。